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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Commutazione stabilizzatori step-down. Dati di riferimento
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / materiali di riferimento L'articolo presentato ai nostri lettori descrive due stabilizzatori step-down pulsati: su elementi discreti e su un microcircuito specializzato. Il primo dispositivo è progettato per alimentare apparecchiature automobilistiche con una tensione di 12 Volt sulla rete di bordo a 24 Volt di camion e autobus. Il secondo dispositivo è la base per un alimentatore da laboratorio. Gli stabilizzatori di tensione di commutazione (step-down, step-up e invertenti) occupano un posto speciale nella storia dello sviluppo dell'elettronica di potenza. Non molto tempo fa, ogni fonte di alimentazione con una potenza di uscita superiore a 50 W era dotata di uno stabilizzatore di commutazione step-down. Oggi, l'ambito di applicazione di tali dispositivi è diminuito a causa della riduzione dei costi degli alimentatori con ingresso senza trasformatore. Tuttavia, l'uso di stabilizzatori step-down pulsati in alcuni casi risulta essere economicamente più vantaggioso rispetto a qualsiasi altro convertitore di tensione CC. Lo schema funzionale di uno stabilizzatore di commutazione step-down è mostrato in Fig. 1, e i diagrammi temporali che spiegano il suo funzionamento nella modalità di corrente continua nell'induttore L sono in Fig. 2. Durante ton, l'interruttore elettronico S è chiuso e la corrente scorre attraverso il circuito: terminale positivo del condensatore Cw, sensore di corrente resistivo Rdt, induttanza di accumulo L, condensatore Cw, carico, terminale negativo del condensatore Cw. In questa fase, la corrente dell'induttore lL è uguale alla corrente del commutatore elettronico S e aumenta quasi linearmente da lLmin a lLmax.
Sulla base di un segnale di disadattamento dal nodo di confronto o di un segnale di sovraccarico da un sensore di corrente o da una combinazione di entrambi, il generatore commuta l'interruttore elettronico S in uno stato aperto. Poiché la corrente attraverso l'induttore L non può cambiare istantaneamente, sotto l'influenza dell'autoinduzione, il diodo VD si aprirà e la corrente lL scorrerà lungo il circuito: il catodo del diodo VD, l'induttore L, il condensatore СВХ, il carico, l'anodo del diodo VD. Durante tlKl, quando il commutatore elettronico S è aperto, la corrente dell'induttore lL coincide con la corrente del diodo VD e diminuisce linearmente da da lLmax a lL min. Durante il Periodo T, il condensatore Cout riceve e rilascia un incremento di carica ΔQout. corrispondente alla zona ombreggiata sul diagramma temporale della corrente lL [1]. Questo incremento determina l'ampiezza della tensione di ripple ΔUCout sul condensatore Cout e sul carico. Quando l'interruttore elettronico è chiuso, il diodo si chiude. Questo processo è accompagnato da un forte aumento della corrente del commutatore al valore Ismax dovuto al fatto che la resistenza del circuito - sensore di corrente, commutatore chiuso, diodo di recupero - è molto piccola. Per ridurre le perdite dinamiche, dovrebbero essere utilizzati diodi con un breve tempo di recupero inverso. Inoltre, i diodi dei regolatori buck devono resistere ad un'elevata corrente inversa. Con il ripristino delle proprietà di chiusura del diodo inizia il successivo periodo di conversione. Se un regolatore buck a commutazione funziona con corrente a basso carico, potrebbe passare alla modalità di corrente dell'induttore intermittente. In questo caso la corrente nell'induttore si ferma nel momento in cui si chiude l'interruttore e il suo aumento parte da zero. La modalità di corrente intermittente è indesiderabile quando la corrente di carico è vicina alla corrente nominale, poiché in questo caso si verifica un aumento dell'ondulazione della tensione di uscita. La situazione ottimale è quando lo stabilizzatore funziona in modalità corrente continua nell'induttore al carico massimo e in modalità corrente intermittente quando il carico è ridotto al 10...20% di quello nominale. La tensione di uscita viene regolata modificando il rapporto tra il tempo di chiusura dell'interruttore e il periodo di ripetizione dell'impulso. In questo caso, a seconda della progettazione del circuito, sono possibili diverse opzioni per l'implementazione del metodo di controllo. Nei dispositivi con regolazione a relè il passaggio dallo stato on dell'interruttore allo stato off è determinato dal nodo di confronto. Quando la tensione di uscita è maggiore della tensione impostata, l'interruttore viene spento e viceversa. Se si fissa il periodo di ripetizione dell'impulso, la tensione di uscita può essere regolata modificando la durata dello stato attivo dell'interruttore. A volte vengono utilizzati metodi in cui viene registrata l'ora di chiusura o l'ora di stato aperto dell'interruttore. In qualsiasi metodo di controllo, è necessario limitare la corrente dell'induttore durante lo stato chiuso dell'interruttore per proteggerlo dal sovraccarico in uscita. Per questi scopi viene utilizzato un sensore resistivo o un trasformatore di corrente a impulsi. Selezioneremo gli elementi principali di uno stabilizzatore step-down e calcoleremo le loro modalità utilizzando un esempio specifico. Tutte le relazioni utilizzate in questo caso sono ottenute sulla base dell'analisi del diagramma funzionale e dei diagrammi temporali e la metodologia [1] viene presa come base. Sia necessario calcolare uno stabilizzatore step-down pulsato con i seguenti parametri: UBX=18...32 V, Ulx=12B, Iout=5A. 1. Sulla base di un confronto tra i parametri iniziali e i valori massimi consentiti di corrente e tensione di un numero di potenti transistor e diodi, selezioniamo innanzitutto il transistor bipolare composito KT853G (interruttore elettronico S) e il diodo KD2997V (VD) [2, 3]. 2. Calcolare i fattori di riempimento minimo e massimo: γmin=t e min /Tmin=(UBыX+Upr)/(UBX max+Uson - URдТ+Upr)=(12+0,8)/(32-2-0,3+0,8)=0,42; γmax = t e max /Tmax = (UBx+Upp)/(UBx min - Usbcl -URdt+Upp)=( 12+0,8)/( 18-2-0,3+0,8)=0,78, dove Upp=0,8 V è il caduta di tensione diretta sul diodo VD, ottenuta dal ramo diretto della caratteristica corrente-tensione per una corrente pari a Iout nel caso peggiore; Usbcl = 2 V - tensione di saturazione del transistor KT853G, che svolge la funzione di interruttore S, con un coefficiente di trasferimento di corrente in modalità saturazione h21e = 250; URdT = 0,3 V - caduta di tensione sul sensore di corrente alla corrente di carico nominale. 3. Selezionare la frequenza di conversione massima e minima. Questa voce viene eseguita se il periodo di ripetizione dell'impulso non è costante. Selezioniamo un metodo di controllo con una durata fissa dello stato aperto dell'interruttore elettronico. In questo caso è soddisfatta la seguente condizione: t=( 1 - γmax)/fmin = ( 1 -γmin)/fmax=const. Poiché la commutazione viene effettuata sul transistor KT853G, che ha scarse caratteristiche dinamiche, sceglieremo la frequenza massima di conversione relativamente bassa: fmax = 25 kHz. Quindi la frequenza di conversione minima può essere definita come fmin=fmax( 1 - γmax)/( 1 - γmin) =25 103]( 1 - 0,78)/(1-0,42)=9,48 kHz. 4. Calcolare la perdita di potenza sull'interruttore. Le perdite statiche sono determinate dal valore effettivo della corrente che scorre attraverso l'interruttore. Poiché la forma attuale è trapezoidale, allora Is = Iout Perdite dinamiche sullo switch Рsdyn 0,5fmax UBX max(lsmax tf+α llx tcn), dove Ismax è l'ampiezza della corrente di commutazione dovuta al recupero inverso del diodo VD. Prendendo lSmax=2lBыX, otteniamo Рsdin=0fmax UBX max Iout( 5tф+ α∙ tcn )=2 0,5 25 103 32(5 2-0,78-10+6-1,25-2-10) =6 W, dove tf=8,12·0,78-10 s è la durata del fronte dell'impulso di corrente attraverso l'interruttore, tcn=6·2-10 s è la durata del decadimento. Le perdite totali sullo switch sono: Рs=Рscat+Рsdin=6,54+8,12=14,66 W. Se le perdite statiche fossero predominanti sull'interruttore, il calcolo avrebbe dovuto essere effettuato per la tensione di ingresso minima quando la corrente dell'induttore è massima. Nei casi in cui è difficile prevedere il tipo prevalente di perdite, queste vengono determinate sia alla tensione di ingresso minima che a quella massima. 5. Calcoliamo la perdita di potenza sul diodo. Poiché anche la forma della corrente che attraversa il diodo è trapezoidale, definiamo il suo valore efficace come Perdite statiche sul diodo PvDcTaT=lvD Upr=3,84-0,8=3,07 W. Le perdite dinamiche del diodo sono dovute principalmente alle perdite durante il recupero inverso: РVDdin=0,5fmax·lsmaxvUBx max·toB·fmax·lBыx·Uвх max ·to·25-103 -5-32·0,2·10-6=0,8 W , dove tOB=0,2-1C-6 s è il tempo di ripristino inverso del diodo. Le perdite totali sul diodo saranno: PVD \u3,07d PMDstat + PVDdin \u0,8d 3,87 + XNUMX \uXNUMXd XNUMX W. 6. Scegli un dissipatore di calore. La caratteristica principale di un dissipatore è la sua resistenza termica, che è definita come il rapporto tra la differenza di temperatura tra l'ambiente e la superficie del dissipatore e la potenza da esso dissipata: Rg=ΔТ/Рrass. Nel nostro caso il transistor ed il diodo di commutazione dovranno essere fissati allo stesso dissipatore tramite distanziatori isolanti. Per non tenere conto della resistenza termica delle guarnizioni e non complicare il calcolo, scegliamo la temperatura superficiale bassa, circa 70°C. Quindi ad una temperatura ambiente di 40°C ΔT = 70-40 = 30°C. La resistenza termica del dissipatore di calore nel nostro caso è Rt=ΔT/(Ps+Pvd)=30/(14,66+3,87)=1,62°C/W. La resistenza termica per il raffreddamento naturale è solitamente indicata nei dati di riferimento del dissipatore di calore. Per ridurre le dimensioni e il peso del dispositivo, è possibile utilizzare il raffreddamento forzato utilizzando una ventola. 7. Calcolare i parametri dell'acceleratore. Calcoliamo l'induttanza dell'induttore: L= (UBX max - Usbkл-URдт - UBх)γmin /[2Iвx fmax(α-1)]=(32-2-0,3-12) 0,42/[2 5 25·103 ( 1,25-1)]=118,94 μH. Come materiale per il circuito magnetico, abbiamo scelto Mo-permalloy pressato MP 140 [4]. Nel nostro caso la componente variabile del campo magnetico nel nucleo magnetico è tale che le perdite per isteresi non costituiscono un fattore limitante. Pertanto, l'induzione massima può essere selezionata nella sezione lineare della curva di magnetizzazione vicino al punto di flesso. È indesiderabile lavorare su una sezione curva, poiché in questo caso la permeabilità magnetica del materiale sarà inferiore a quella iniziale. Ciò, a sua volta, farà diminuire l'induttanza all'aumentare della corrente nell'induttore. Selezioniamo l'induzione massima Bm pari a 0,5 T e calcoliamo il volume del circuito magnetico: Vp=μμ0 L(αIвx)2/Bm2=140 4π 10-7 118,94 10-6(1,25-5)20,52, 3,27=3 cm140 , dove μ=140 è la permeabilità magnetica iniziale del materiale MP0; μ4=10π·7-XNUMX H/m - costante magnetica. In base al volume calcolato, selezioniamo il circuito magnetico. A causa delle caratteristiche del design, il circuito magnetico in permalloy MP140 è solitamente realizzato su due anelli piegati. Nel nostro caso sono adatti gli anelli KP24x13x7. L'area della sezione trasversale del nucleo magnetico è Sc=20,352 =0,7 cm2 e la lunghezza media della linea magnetica è λс=5,48 cm. Il volume del nucleo magnetico selezionato è: VC=SC· λс=0,7 5,48 =3,86 cm3>Vp . Calcola il numero di giri: Il diametro del filo con isolamento sarà determinato in base al fatto che l'avvolgimento deve essere disposto in uno strato, giro per giro lungo la circonferenza interna del circuito magnetico: di=πdKk3/w=π·13-0,8/23= 1,42 mm, dove dK=13 mm - diametro interno del circuito magnetico; k3=0,8 - fattore di riempimento della finestra del circuito magnetico con l'avvolgimento. Selezioniamo il filo PETV-2 con un diametro di 1,32 mm. Prima di avvolgere il filo, il circuito magnetico deve essere isolato con una pellicola PET-E spessa 20 micron e larga 6...7 mm in uno strato. 8. Calcolare la capacità del condensatore di uscita: CBыx=(UBX max-UsBkl - URdt) γmin/[8 ΔUCBыx L fmax2]=(32-2-0,3) 0,42/ [8 0,01 ·118,94-·10-6(25 ·103)2]=1250 µF, dove ΔUСвх=0,01 V è l'intervallo di ondulazione sul condensatore di uscita. La formula precedente non tiene conto dell'influenza della resistenza interna in serie del condensatore sull'ondulazione. Tenendo conto di ciò e della tolleranza del 20% sulla capacità dei condensatori all'ossido, selezioniamo due condensatori K50-35 per una tensione nominale di 40 V con una capacità di 1000 μF ciascuno. La scelta di condensatori con tensione nominale maggiore è dovuta al fatto che all'aumentare di questo parametro diminuisce la resistenza in serie dei condensatori. Il diagramma sviluppato in base ai risultati ottenuti durante il calcolo è mostrato in Fig. 3.
Diamo uno sguardo più da vicino al funzionamento dello stabilizzatore. Durante lo stato aperto dell'interruttore elettronico - transistor VT5 - si forma una tensione a dente di sega sul resistore R14 (sensore di corrente). Quando raggiunge un certo valore, si aprirà il transistor VT3 che, a sua volta, aprirà il transistor VT2 e scaricherà il condensatore C3. In questo caso, i transistor VT1 e VT5 si chiuderanno e il diodo di commutazione VD3 si aprirà. I transistor VT3 e VT2 precedentemente aperti si chiuderanno, ma il transistor VT1 non si aprirà finché la tensione sul condensatore C3 non raggiunge un livello di soglia corrispondente alla sua tensione di apertura. Pertanto, si formerà un intervallo di tempo durante il quale il transistor di commutazione VT5 verrà chiuso (circa 30 μs). Al termine di questo intervallo, i transistor VT1 e VT5 si apriranno e il processo si ripeterà nuovamente. Il resistore R10 e il condensatore C4 formano un filtro che sopprime il picco di tensione alla base del transistor VT3 dovuto al recupero inverso del diodo VD3. Per il transistor al silicio VT3, la tensione base-emettitore alla quale entra in modalità attiva è di circa 0,6 V. In questo caso, una potenza relativamente grande viene dissipata sul sensore di corrente R14. Per ridurre la tensione sul sensore di corrente al quale si apre il transistor VT3, alla sua base viene fornita una polarizzazione costante di circa 0,2 V attraverso il circuito VD2R7R8R10. Una tensione proporzionale alla tensione di uscita viene fornita alla base del transistor VT4 da un divisore, il cui braccio superiore è formato dai resistori R15, R12 e il braccio inferiore dal resistore R13. Il circuito HL1R9 genera una tensione di riferimento pari alla somma della caduta di tensione diretta attraverso il LED e la giunzione dell'emettitore del transistor VT4. Nel nostro caso, la tensione di riferimento è 2,2 V. Il segnale di disadattamento è pari alla differenza tra la tensione alla base del transistor VT4 e la tensione di riferimento. La tensione di uscita viene stabilizzata sommando il segnale di disadattamento amplificato dal transistor VT4 con la tensione basata sul transistor VT3. Supponiamo che la tensione di uscita sia aumentata. Quindi la tensione alla base del transistor VT4 diventerà maggiore di quella dell'esempio. Il transistor VT4 si aprirà leggermente e sposterà la tensione alla base del transistor VT3 in modo che anch'esso inizi ad aprirsi. Di conseguenza, il transistor VT3 si aprirà ad un livello inferiore di tensione a dente di sega sul resistore R14, il che porterà ad una riduzione dell'intervallo di tempo in cui il transistor di commutazione sarà aperto. La tensione di uscita diminuirà quindi. Se la tensione di uscita diminuisce, il processo di regolazione sarà simile, ma avviene in ordine inverso e porta ad un aumento del tempo di apertura dell'interruttore. Poiché la corrente del resistore R14 è direttamente coinvolta nella formazione del tempo di stato aperto del transistor VT5, qui, oltre al consueto feedback della tensione di uscita, c'è un feedback di corrente. Ciò consente di stabilizzare la tensione di uscita senza carico e garantire una risposta rapida alle variazioni improvvise di corrente all'uscita del dispositivo. In caso di cortocircuito nel carico o sovraccarico, lo stabilizzatore entra in modalità di limitazione di corrente. La tensione di uscita inizia a diminuire a una corrente di 5,5...6 A e la corrente del circuito è di circa 8 A. In queste modalità, il tempo di stato attivo del transistor di commutazione è ridotto al minimo, riducendo così la potenza dissipata su di essa. Se lo stabilizzatore non funziona correttamente, causato dal guasto di uno degli elementi (ad esempio, rottura del transistor VT5), la tensione in uscita aumenta. In questo caso, il caricamento potrebbe non riuscire. Per prevenire situazioni di emergenza, il convertitore è dotato di un'unità di protezione composta da un tiristore VS1, un diodo zener VD1, un resistore R1 e un condensatore C1. Quando la tensione di uscita supera la tensione di stabilizzazione del diodo zener VD1, una corrente inizia a fluire attraverso di esso, accendendo il tiristore VS1. La sua inclusione porta ad una diminuzione della tensione di uscita quasi a zero e alla bruciatura del fusibile FU1. Il dispositivo è progettato per alimentare apparecchiature audio a 12 volt, progettate principalmente per veicoli passeggeri, dalla rete di bordo di camion e autobus con una tensione di 24 V. Poiché la tensione di ingresso in questo caso ha una bassa ondulazione livello, il condensatore C2 ha una capacità relativamente piccola. Non è sufficiente quando lo stabilizzatore è alimentato direttamente da un trasformatore di rete dotato di raddrizzatore. In questo caso, il raddrizzatore dovrebbe essere dotato di un condensatore con una capacità di almeno 2200 μF per la tensione corrispondente. Il trasformatore deve avere una potenza complessiva di 80...100 W. Lo stabilizzatore utilizza condensatori all'ossido K50-35 (C2, C5, C6). Il condensatore C3 è un condensatore a film K73-9, K73-17, ecc. di dimensioni adeguate, C4 è ceramico con bassa autoinduttanza, ad esempio K10-176. Tutti i resistori, eccetto R14, sono C2-23 della potenza appropriata. Il resistore R14 è costituito da un pezzo di filo di costantana PEK 60 lungo 0,8 mm con una resistenza lineare di circa 1 Ohm/m. Un disegno di un circuito stampato realizzato in fibra di vetro rivestita con pellicola su un lato è mostrato in Fig. 4.
Il diodo VD3, il transistor VD5 e il tiristore VS1 sono collegati al dissipatore di calore attraverso un cuscinetto isolante termoconduttore utilizzando boccole di plastica. La scheda è anche collegata allo stesso dissipatore di calore. L'aspetto del dispositivo assemblato è mostrato in Fig. 5.
Oggi lo sviluppo di stabilizzatori di commutazione è diventato molto più semplice. Sono diventati disponibili (anche a pagamento) circuiti integrati che includono tutti i componenti necessari. Inoltre, i produttori di dispositivi a semiconduttore hanno iniziato ad accompagnare i loro prodotti con una grande quantità di informazioni applicative contenenti circuiti di connessione tipici che soddisfano il consumatore nella stragrande maggioranza dei casi. Ciò elimina praticamente dallo sviluppo le fasi di calcoli preliminari e prototipazione. Un esempio di ciò è il microcircuito KR1155EU2 [5]. È composto da un interruttore, un sensore di corrente, una sorgente di tensione di riferimento (5,1 V ± 2%), un'unità di controllo a tiristori per la protezione contro le sovratensioni sul carico, un'unità di soft start, un'unità di ripristino per dispositivi esterni, un'unità per spegnimento e un'unità di protezione dei chip dal surriscaldamento. Si consideri un alimentatore da laboratorio sviluppato sulla base di KR1155EU2. caratteristiche tecniche
Lo schema del dispositivo è mostrato in Fig. 6. Differisce poco dallo schema di collegamento standard e le designazioni di posizione degli elementi sono le stesse. Qui viene implementato un metodo di controllo con un periodo di ripetizione fisso dell'impulso, cioè il controllo dell'ampiezza dell'impulso.
Il condensatore C1 è un filtro di ingresso. Ha una capacità maggiore di quella indicata nello schema di collegamento tipico, a causa del consumo di corrente relativamente elevato. I resistori R1 e R2 controllano il livello di protezione corrente. La resistenza totale massima corrisponde alla corrente massima di intervento della protezione e la resistenza minima corrisponde alla corrente minima. Con l'aiuto del condensatore C4, lo stabilizzatore si avvia senza intoppi. Inoltre, la sua capacità determina il periodo di riavvio quando viene superata la soglia di protezione corrente. Il resistore R5 e i condensatori C5, C6 sono elementi di compensazione della frequenza dell'amplificatore di errore interno. Il condensatore C3 e il resistore R3 determinano la frequenza portante del convertitore di larghezza di impulso. Il condensatore C2 imposta il tempo tra una brusca diminuzione della tensione di uscita (causata da motivi esterni, ad esempio un sovraccarico di uscita a breve termine) e la transizione del segnale RESO (pin 14 DA1) a uno stato corrispondente al normale funzionamento, quando il transistor collegato tra i pin RESO e GND all'interno del microcircuito si chiude. Il resistore R6 fornisce il carico a collettore aperto di questo transistor. Se si prevede di utilizzare il segnale RESO e collegarlo a una tensione diversa dalla tensione di uscita dello stabilizzatore, il resistore R6 non è installato e il carico a collettore aperto è collegato all'interno del ricevitore del segnale RESO. Il resistore R4 fornisce potenziale zero all'ingresso INHI (pin 6 di DA1), che corrisponde al normale funzionamento del microcircuito. Lo stabilizzatore può essere disattivato da un segnale TTL alto esterno. L'uso del diodo KD636AS (la sua corrente totale consentita supera notevolmente quella richiesta in questo stabilizzatore) consente di aumentare l'efficienza del 3 ... 5% con un leggero aumento del costo del dispositivo. Ciò comporta una diminuzione della temperatura del dissipatore e, di conseguenza, una diminuzione delle sue dimensioni e del suo peso. I resistori R7 e R8 vengono utilizzati per regolare la tensione di uscita. Quando il cursore del resistore R7 si trova nella posizione inferiore secondo il circuito, la tensione di uscita è minima e uguale alla tensione di riferimento del microcircuito DA1, rispettivamente, quando nella posizione superiore la tensione di uscita è massima. SCR VS1 viene aperto dal segnale CBO (pin 15 di DA1) se la tensione all'ingresso CBI (pin 1 di DA1) supera il valore di riferimento interno del chip DA1 di circa il 20%. Ciò protegge il carico dalla tensione eccessiva in uscita. Tutti i condensatori all'ossido sono K50-35, tranne C1 - K50-53. Il condensatore C6 è ceramico K10-176, il resto è film (K73-9, K73-17, ecc.). Tutti i resistori fissi sono C2-23. Resistori variabili R2 e R7 - SPZ-4aM con una potenza di 0,25 W. Sono installati sulla scheda tramite staffe. L'induttore L1 è avvolto su due nuclei magnetici ad anello piegato K20x 12x6,5 realizzati in permalloy MP140. L'avvolgimento contiene 42 spire di filo PETV-2 1,12, avvolte in due strati: il primo - 27-28 spire, il secondo - il resto. Lo stabilizzatore è assemblato su una tavola in fibra di vetro rivestita con pellicola su un lato. Il disegno della scheda è mostrato in Fig. 7.
Il microcircuito, il diodo e il tiristore sono montati su un dissipatore di calore. In questo caso, nella maggior parte dei casi, non è necessario isolare il microcircuito dalla superficie del dissipatore di calore, poiché la sua flangia è collegata al pin 8 (GND). Il diodo e il tiristore devono essere isolati. Il dissipatore viene selezionato in base alla potenza dissipata di circa 15...20 W e al surriscaldamento di 30°C. È possibile ridurre le dimensioni e il peso del dissipatore di calore utilizzando una ventola (se possibile). Particolare attenzione dovrebbe essere prestata al trasformatore e al raddrizzatore di rete. Il trasformatore è progettato per una potenza di uscita di almeno 150 W e una tensione di uscita a circuito aperto di circa 33 V. Al carico massimo, è consentito ridurre la tensione di uscita di non più di 1,5 V rispetto alla tensione a circuito aperto . Il raddrizzatore è selezionato per una corrente di 3,5...2 A con una caduta di tensione totale sui suoi diodi non superiore a XNUMX V. Il raddrizzatore (nel caso di una struttura monolitica) o i singoli diodi possono essere montati sullo stesso riscaldatore affondare come stabilizzatore. Un convertitore di impulsi può essere una buona alternativa a un trasformatore e un raddrizzatore di rete. Analizzando i due dispositivi recensiti si notano le loro differenze. Ovviamente il primo stabilizzatore è più economico del secondo. Inoltre, i modi per ridurre ulteriormente il costo del primo sono molto ovvi (sostituzione del diodo KD2997V con un KD213V con un leggero peggioramento dell'efficienza e un costoso permaploide con un nucleo magnetico in ferrite economico). Nel secondo dispositivo, il KD213V (così come il KD2997V) non sarà più adatto a causa dell'inerzia e la sostituzione del nucleo magnetico non porterà ad una notevole riduzione dei costi. Le parti del primo stabilizzatore possono essere trovate sul desktop di qualsiasi radioamatore, cosa che non si può dire del secondo. Tuttavia, il primo dispositivo richiede tempi maggiori in fase di progettazione. Inoltre, ha un numero maggiore di elementi con meno funzionalità. Letteratura
Autore: Yu.Semenov, Rostov sul Don
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dove α=lLmax /llx=1,25 è il rapporto tra la corrente massima dell'induttore e la corrente di uscita. Il coefficiente a viene scelto nell'intervallo 1,2...1,6. Perdite statiche dello switch PSctat=lsUSBKn=3,27-2=6,54 W.
Prendiamo il numero di giri pari a 23.
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