UMZCH super lineare con profonda protezione ambientale. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a transistor

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È possibile creare un amplificatore utilizzando componenti domestici che possano competere con successo con quelli di marca? L'autore dell'articolo pubblicato ha risposto affermativamente a questa domanda. Inoltre, in UMZCH ha utilizzato transistor bipolari e amplificatori operazionali.

Sui componenti domestici, questo amplificatore ultra lineare con feedback profondo ea banda larga fornisce potenza a lungo termine fino a 150 watt su un carico di 4 ohm. Utilizzando componenti importati, è possibile aumentare la potenza in un carico di 8 ohm fino a 250 watt. È in grado di lavorare su un carico complesso, ha una protezione da sovraccarico in ingresso e in uscita. La distorsione di intermodulazione UMZCH è così piccola che l'autore è stato costretto a misurarla a frequenze radio. Il progetto e il circuito stampato sviluppato dall'autore è un esempio per insegnare l'installazione del "cablaggio" dei dispositivi a banda larga.

Qualche tempo fa, tra audiofili e radioamatori, prevaleva l'opinione che un UMZCH veramente di alta qualità dovesse essere realizzato su lampade. Molte argomentazioni sono state addotte a giustificazione. Tuttavia, se scartiamo quelli completamente inverosimili, ne rimarranno solo due. In primo luogo, la distorsione introdotta da un amplificatore valvolare è gradevole all'orecchio. In secondo luogo, le non linearità negli amplificatori a valvole sono più "lisce" e producono prodotti di intermodulazione significativamente inferiori.

Va detto che sia l'uno che l'altro sono confermati dalla pratica. Inoltre, esiste da tempo anche uno speciale dispositivo di elaborazione del suono: un eccitatore, la cui azione si basa proprio sull'introduzione di distorsioni di ordine pari nella parte ad alta frequenza dello spettro. In alcuni casi, l'uso di un eccitatore permette di migliorare lo sviluppo di strumenti e voci di secondo o terzo piano, per dare ulteriore profondità alla scena sonora. Un effetto simile in un amplificatore può essere piacevole, a volte anche utile. Tuttavia, l'introduzione di distorsioni "dal buon suono" è ancora più appannaggio del tecnico del suono che dell'UMZCH stesso. Per quanto riguarda il raggiungimento della fedeltà di riproduzione del suono, da questo punto di vista è necessario ottenere l'eliminazione delle distorsioni introdotte da amplificatori e altoparlanti. Il tema della riduzione della distorsione introdotta dagli altoparlanti è stato precedentemente discusso nell'articolo [1]. Qui ci concentreremo sugli UMZCH "classici" con una bassa impedenza di uscita, poiché sono ancora più versatili degli UMZCH con un'uscita "corrente".

A prima vista può sembrare che allo stato dell'arte odierno progettare un amplificatore "trasparente" non sia affatto difficile, e il dibattito intorno a questo problema è solo frutto di clamore pubblicitario. In parte è vero: se organizzi la produzione in serie di un impeccabile UMZCH, dopo un po 'l'industria che produce questi amplificatori, secondo me, rimarrà semplicemente senza vendite.

L'autore di queste righe ha dovuto sviluppare amplificatori di precisione a valvole e transistor per misurare apparecchiature, riparare e regolare varie apparecchiature, per lo più di fabbricazione straniera. Naturalmente, i parametri sono stati misurati e le strutture sono state valutate. E non solo con metodi standard (per apparecchiature audio), ma anche con metodi più informativi, in particolare analizzando lo spettro del segnale di uscita con un segnale di ingresso multitono (in questo caso, un segnale viene inviato all'amplificatore input, costituito da una somma di sinusoidi di ampiezza approssimativamente uguale con proporzionale a un insieme di coprimi, cioè numeri senza divisori comuni.)

Una tecnica simile è ampiamente utilizzata per controllare gli amplificatori utilizzati nella tecnologia di comunicazione via cavo a lunga distanza, poiché i requisiti per il "non inquinamento" dello spettro del segnale che li attraversa sono molto severi (migliaia di tali amplificatori sono collegati in serie in la linea di comunicazione, e le loro distorsioni sono riassunte). Ad esempio, gli amplificatori per il sistema K-10800 hanno un livello di distorsione di intermodulazione inferiore a -110 dB in una banda di frequenza di circa 60 MHz.

È chiaro che ottenere tali caratteristiche non è facile: le qualifiche degli sviluppatori di tali amplificatori devono essere molto elevate. Sfortunatamente, i produttori di audio sembrano accontentarsi di designer meno esperti, con la possibile eccezione di Rupert Neve, il progettista delle console di registrazione del suono Neve e Amek. Noto che l'ultima console Niva (9098i), che ha ricevuto una valutazione entusiastica dei professionisti della registrazione, è interamente a stato solido e i suoi amplificatori hanno una profondità di feedback molto ampia. È interessante notare che un tempo Neave sviluppò molte console per lampade, la maggior parte delle quali erano considerate di riferimento.

Pertanto, avendo cibo per il confronto ed essendo una persona meticolosa, l'autore è giunto alla conclusione che in molti casi l'effettiva qualità del lavoro della maggior parte dei semiconduttori, e persino del tubo UMZCH, risulta essere molto peggiore di quanto segue dai risultati della misurazione utilizzando metodi standard per apparecchiature audio. È noto che molti di loro sono stati adottati sotto la pressione delle circostanze commerciali e sono molto lontani dalla realtà della vita.

Un buon esempio è l'elenco dei requisiti per il metodo di misurazione del rumore presentato da R. Dolby nel suo articolo che descrive la metodologia CCIR/ARM2K da lui proposta. Il secondo elemento in questo elenco è "...accettabilità commerciale: nessun produttore utilizzerà una nuova tecnica se i dati ottenuti dalla misurazione sono peggiori rispetto all'utilizzo di quelli esistenti ...". La sostituzione proposta da R. Dolby del misuratore di picco con il misuratore del valore rettificato medio ha migliorato i parametri di circa 6 dB e riducendo il guadagno del filtro di ponderazione di un fattore due ha portato a un "guadagno" totale di 12 dB. Non sorprende che questa tecnica sia stata accolta calorosamente da molti produttori.

Un "trucco" simile viene spesso utilizzato quando si misurano distorsioni non lineari: la voce inserita nel passaporto dell'amplificatore - "0,005% THD nell'intervallo di frequenza 20 Hz - 20 kHz" spesso significa solo che le armoniche di un segnale con una frequenza di 1 kHz che rientra nella larghezza di banda menzionata non dovrebbe superare il valore specificato, ma non dice nulla sulla distorsione a una frequenza, diciamo, di 15 kHz. Alcuni produttori ritengono che sia del tutto facoltativo collegare il carico all'amplificatore durante la misurazione della distorsione, mentre nel passaporto indicano in caratteri piccoli: "... a una tensione di uscita corrispondente alla potenza di XX watt con un carico di 4 Ohm ...".

Inoltre, non è raro che un amplificatore con una specifica "inferiore allo 0,01% THD" a una frequenza di 1 kHz, lavorando su un carico reale (con cavi e altoparlanti), mostri una distorsione di intermodulazione secondo lo standard SMPTE molto delicato ( Due segnali sinusoidali con frequenze di 60 Hz e 7 kHz, il rapporto delle loro ampiezze è 4:1 e il risultato della misurazione è il valore relativo della modulazione dell'ampiezza del segnale ad alta frequenza - bassa frequenza.) al livello di 0,4 ... 1% e talvolta di più. In altre parole, la distorsione di intermodulazione già a frequenze moderatamente alte quando si lavora su un carico reale è molto più alta del famigerato coefficiente armonico. Un fenomeno simile è anche caratteristico di molte lampade UMZCH coperte da feedback di tensione.

Quando si analizza lo spettro di un segnale multitono amplificato da un tale amplificatore, si trovano molti componenti combinatori. Il loro numero e la potenza totale con un aumento del numero di componenti del segnale di ingresso aumentano quasi secondo la legge fattoriale, cioè molto rapidamente. Quando si riproduce musica a orecchio, questo viene percepito come un suono "sporco", "opaco", comunemente indicato come "transistor". Inoltre, la dipendenza del livello di distorsione dal livello del segnale non è sempre monotona. Succede che quando il livello del segnale utile diminuisce, la potenza dei prodotti di distorsione non diminuisce.

È chiaro che in tali dispositivi l'insieme del passaporto delle caratteristiche dell'amplificatore (coefficiente armonico, banda di frequenza) non indica altro che l'intraprendenza del produttore. Di conseguenza, un normale consumatore si trova spesso in uno stato di acquirente "maiale in un colpo", poiché in qualche modo non riesce ad ascoltare normalmente (con il confronto in contrasto) prima di acquistare. Certo, non tutto è così cupo: per quanto riguarda il colore della custodia, le dimensioni e il peso, quasi tutte le aziende che apprezzano il proprio marchio si comportano in modo impeccabile.

Ciò non significa in alcun modo che non ci siano UMZCH degni di attenzione sul mercato: ce ne sono pochi, ma esistono. Di tutti gli amplificatori industriali con cui l'autore ha avuto la possibilità di lavorare, il vecchio "Yamaha M-2" sembrava essere il più "preciso" (ora in Giappone non fanno niente del genere). Il suo prezzo, tuttavia, è considerevole e non è progettato per un carico di 4 Ohm, inoltre i transistor di uscita al suo interno funzionano in violazione dei requisiti delle specifiche tecniche. Da quelli amatoriali, l'amplificatore di A. Vitushkin e V. Telesnin ha lasciato un'ottima impressione [2]. Funziona chiaramente meglio ("trasparente") di UMZCH VV [3]. Un altro buon amplificatore è M. Alexander di PMI [4].

Tuttavia, tutti questi amplificatori non realizzano appieno le capacità della base dell'elemento in termini di livello reale di distorsione, velocità e riproducibilità. Per questi motivi, oltre che per ragioni di prestigio ingegneristico, l'autore di questo articolo ha preferito sviluppare la propria versione dell'UMZCH, che riflettesse le reali capacità dell'elemento base (comprese quelle disponibili in Russia e nella CSI) e essere facile da ripetere. Allo stesso tempo, è stata sviluppata anche una versione "commerciale" utilizzando una base di elementi importati, con capacità ancora maggiori e maggiore potenza di uscita.

L'obiettivo principale dello sviluppo non era tanto quello di ottenere elevate caratteristiche di "passaporto", ma di garantire la massima qualità possibile in condizioni operative reali. Valori eccezionali dei parametri sono stati ottenuti automaticamente come risultato dell'ottimizzazione del circuito e del progetto.

La caratteristica principale dell'UMZCH proposto è la banda larga raggiunta da una serie di circuiti e misure di progettazione. Ciò ha permesso di ottenere una frequenza di guadagno unitario nel loop OOS di circa 6 ... 7 MHz, che è un ordine di grandezza superiore rispetto alla maggior parte degli altri progetti UMZCH. Di conseguenza, la profondità FOS ottenibile nell'intera banda di frequenza audio è superiore a 85 dB (a una frequenza di 25 kHz), a una frequenza di 100 kHz la profondità FOS è di 58 dB e a una frequenza di 500 kHz - 30 dB . La larghezza di banda a piena potenza supera i 600 kHz (con una distorsione di circa l'1%). Di seguito sono riportate le principali caratteristiche dell'UMZCH (durante la misurazione della distorsione e dello slew rate, il filtro di ingresso e il soft limiter sono disabilitati).

L'amplificatore (Fig. 1) è costituito dai seguenti componenti: un filtro passa-basso di ingresso di secondo ordine con una frequenza di taglio di 48 kHz, un limitatore di livello del segnale "morbido", l'amplificatore di potenza stesso, un circuito LRC di uscita, nonché come cascate per il bilanciamento automatico della corrente continua e la compensazione della resistenza del filo (schema di collegamento del carico a quattro fili). Inoltre, nel punto di somma UMZCH è previsto un amplificatore di segnale ausiliario. La comparsa di una tensione notevole all'ingresso invertente dell'amplificatore, coperta da retroazione parallela, indica una violazione del tracciamento nel circuito di retroazione e, di conseguenza, distorsione, qualunque sia la ragione per cui possono essere causati. Questo amplificatore aggiuntivo amplifica il segnale di distorsione al livello necessario per il funzionamento dell'indicatore di distorsione.

Il percorso del segnale dell'amplificatore utilizza gli amplificatori operazionali KR140UD1101, che sono usati raramente nelle apparecchiature audio, ma che, nonostante l'età di sviluppo (Bob Dobkin ha sviluppato il suo prototipo LM118/218/318 nei primi anni '70), hanno una combinazione unica di caratteristiche. Pertanto, la capacità di sovraccarico per un segnale di ingresso differenziale per K (R) 140UD11 (01) è 40 volte migliore rispetto ai tradizionali amplificatori operazionali "acustici". Allo stesso tempo, ha un eccellente slew rate e guadagno per banda (50x106 Hz a 100 kHz). Inoltre, questo amplificatore operazionale si riprende molto rapidamente dai sovraccarichi e il suo stadio di uscita funziona con una grande corrente di riposo e ha un'elevata linearità anche prima della copertura del feedback. Il suo unico inconveniente è che la densità spettrale del rumore EMF di questo amplificatore operazionale è circa quattro volte superiore alla media dei dispositivi a basso rumore. In UMZCH, tuttavia, questo non ha molta importanza, poiché il rapporto segnale-rumore massimo non è inferiore a 110 dB, che è abbastanza sufficiente per una data potenza. Nel percorso del segnale, gli amplificatori operazionali vengono utilizzati in una connessione invertente per eliminare la distorsione causata dalla presenza di una tensione di modo comune agli ingressi.

Lo stesso amplificatore di potenza è costruito secondo una struttura "classica" migliorata [3, 5] - un amplificatore operazionale è collegato all'ingresso per garantire un'elevata precisione, quindi un amplificatore di tensione simmetrico basato su un "cascode interrotto" e uno stadio di uscita basato su un inseguitore di emettitore a tre stadi seguono. A causa di miglioramenti apparentemente minori e misure di progettazione (Fig. 2), la reale qualità del suono e la riproducibilità dei parametri di questo amplificatore sono radicalmente migliorate rispetto a [3, 5, 6].

Lo stadio di uscita, progettato per un carico di 4 ohm, utilizza almeno otto transistor per braccio. Nonostante l'apparente ridondanza e ingombro, una tale soluzione è assolutamente necessaria quando si lavora su un carico veramente complesso per due ragioni. Il primo, e più importante, è che quando si opera su un carico complesso, la potenza istantanea assegnata ai transistor di uscita aumenta notevolmente.

Sulla fig. La figura 3 mostra le dipendenze della potenza istantanea dissipata sui transistor di uscita dal valore istantaneo della tensione di uscita per diversi carichi (curve 1-3) a una tensione di alimentazione di +40 V. La curva 1 corrisponde al funzionamento del PA su un carico puramente attivo con una resistenza di 0,8 del nominale (ovvero 3,2 Ohm), curva 2 - per un carico complesso con un modulo di impedenza di 0,8 del nominale e un angolo di fase di 45 gradi. (requisito OST.4.GO.203.001-75) e curva 3 - con un angolo di fase di 60 gradi. Si può vedere dai grafici che quando si opera su un carico complesso, la potenza di picco dissipata dai transistor di uscita risulta essere 2,5 - 3 volte maggiore rispetto a un carico resistivo dello stesso modulo.

Questo di per sé è un problema, ma il fatto più fastidioso è che la massima potenza dissipata dai transistor quando si opera su un carico complesso si verifica nei momenti in cui la tensione di uscita è prossima allo zero, cioè quando viene applicata una grande tensione di alimentazione al transistor. Il modulo di impedenza di alcuni altoparlanti può scendere da 4 a 1,6 ohm (in una certa banda di frequenza) e l'angolo di fase può aumentare fino a 60 gradi. [7]. Questo raddoppia la dissipazione di potenza rispetto alla curva 3.

Per i transistor bipolari, è molto importante a quale tensione viene dissipata la potenza su di essi: con un aumento della tensione, la potenza di dissipazione consentita si riduce notevolmente a causa della comparsa di "punti caldi" causati dall'instabilità termica locale, che porta al degrado dei parametri e rottura secondaria. Pertanto, per ogni tipo di transistor esiste un'area in modalità sicura (OBR), all'interno della quale è consentito il loro funzionamento. Quindi, per KT818G1 / 819G1 (hanno il miglior OBR tra i potenti transistor complementari domestici), la massima potenza di dissipazione a una tensione di 40 V e una temperatura del case di 60 ... 70 ° C non è 60, ma 40 W, a una tensione di 60 V, la potenza di dissipazione consentita scende fino a 32 W e con una tensione di 80 V - fino a 26 W.

Per chiarezza, in Fig. La Figura 3 mostra la curva 4 che mostra le capacità di dissipazione di potenza di questi transistor in funzione della tensione di uscita dell'amplificatore. Si può notare che anche lavorando su un carico puramente attivo è necessario collegare in parallelo almeno due dispositivi per braccio. I transistor ad effetto di campo di potenza (MOSFET, MOSFET) hanno un OBR più elevato, ma il grado della loro complementarità è molto peggiore di quello dei bipolari. Ciò porta al fatto che la distorsione dello stadio di uscita MOS-FET a bassi livelli di segnale (a causa della diffusione della tensione di soglia, nonché una maggiore resistenza di uscita) e ad alte frequenze (a causa della forte asimmetria delle capacità e della transconduttanza ) sono parecchie volte maggiori rispetto a una cascata di transistor bipolari correttamente progettata. Tuttavia, UMZCH con uno stadio di uscita realizzato su un MOSFET risulta essere più economico nella produzione all'estero rispetto a quelli bipolari. Il motivo è che i prezzi per i potenti transistor bipolari e ad effetto di campo all'estero sono approssimativamente gli stessi e i transistor ad effetto di campo richiedono meno. L'OBR dei migliori transistor bipolari importati è significativamente maggiore di quello domestico, tuttavia, quando funzionano con un carico di 4 ohm, devono anche essere collegati in parallelo.

È impossibile contare sulla breve durata del rilascio di potenza, poiché il tempo di formazione degli spot di corrente è misurato in decine di microsecondi, che è molto inferiore al semiciclo a bassa frequenza. Pertanto, il numero di transistor di uscita deve essere scelto in base alla garanzia del funzionamento di ciascuno di essi entro i limiti dell'OBR per la corrente continua. Ciò porta alla necessità di aumentare il numero di transistor di uscita, il che è costoso e richiede tempo. Questo è il motivo per cui la maggior parte degli amplificatori commerciali ha sostanzialmente meno transistor del necessario. Tuttavia, i parametri dei transistor utilizzati in violazione dell'OBR si degradano gradualmente, il che porta a un deterioramento del suono.

La seconda ragione per la necessità di un gran numero di transistor di uscita è legata al fatto che le loro caratteristiche, principalmente la velocità, iniziano a deteriorarsi con l'aumentare della corrente molto prima che vengano raggiunte le correnti massime consentite. Quindi, per il diffuso transistor giapponese 2SA1302, formalmente progettato per 15 A, un forte calo della frequenza di taglio inizia da 3 A, e per il suo complementare 2SC3281, da 2,5 A. Ci sono altri motivi che portano alla convenienza di collegare diversi potenti transistor in parallelo. Un aumento della capacità totale della base-emettitore porta al passaggio diretto del segnale dallo stadio precedente (con un certo margine di potenza) e la larghezza di banda dell'inseguitore di uscita supera di fatto la frequenza di taglio dei transistor di uscita. Ecco perché in questo amplificatore si è rivelato possibile utilizzare transistor di uscita relativamente "lenti" senza compromettere le caratteristiche ottenute.

L'amplificatore utilizza l'elemento base della produzione domestica. Nel percorso del segnale di ciascun canale, OA K (R) 140UD1101 (3 pezzi), Nei circuiti ausiliari - K (R) 140UD14 (08) e KR140UD23 (1 pezzo ciascuno). Nelle fasi preliminari sono stati utilizzati transistor complementari delle serie KT3102 e KT3107 (2 pezzi ciascuno), KT632 e KT638 (4 pezzi ciascuno), KT502 e KT503 (2 e 1 pezzo), KT9115 e KT969 (3 pezzi ciascuno). KT961A e KT639E (4 e 5 pezzi), nonché KT818G1 e KT819G1 (otto transistor per braccio) sono installati negli stadi dello stadio di uscita dell'amplificatore. L'amplificatore utilizza anche diodi della serie KD521 o KD522, KD243B e KD213B.

Sulla fig. 4 mostra un diagramma schematico dell'UMZCH. Il filtro passa-basso in ingresso è realizzato sull'amplificatore operazionale (DA1) in una connessione invertente. Il segnale dall'uscita del filtro passa-basso passa attraverso un "soft clipper" implementato su transistor VT1-VT4 e diodi VD3-VD14, quindi va allo stadio di ingresso dell'amplificatore di potenza stesso, realizzato sull'amplificatore operazionale DA3. È seguito da un amplificatore di tensione a transistor cascode simmetrico su VT5-VT8, VT13-VT15 e da un amplificatore di corrente (output follower) su transistor VT16-VT45. L'amplificatore operazionale DA2 svolge la funzione di un amplificatore di segnale nel punto di somma UMZCH per il funzionamento dell'indicatore di distorsione.

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L'amplificatore di tensione che segue l'amplificatore operazionale DA3 ha un'elevata linearità dovuta alla simmetria della struttura e un OOS locale molto profondo (più di 40 dB). I circuiti di questo OOS, insieme a R71C46 e DA3, vengono utilizzati anche per formare la risposta in frequenza richiesta del guadagno del loop UMZCH nel suo complesso.

C'è una sottigliezza in una tale cascata: per ridurre al minimo le perdite di guadagno, la caduta di tensione attraverso i resistori nei circuiti di emettitore degli ultimi transistor cascode (in Fig. 4 questi sono R59, R63) deve essere di almeno 2,5 V, o questi resistori dovrebbe essere sostituito con fonti attuali. In caso contrario, la linearità dell'amplificatore di tensione si deteriora. Si noti che nell'UMZCH descritto in [5] e specialmente in [3], questa condizione non è soddisfatta. Per aumentare ulteriormente la linearità (soprattutto alle alte frequenze), la tensione di alimentazione dell'amplificatore viene scelta per essere 10 ... 12 V superiore alla tensione di alimentazione dello stadio di uscita. I diodi VD17-VD19 sono progettati per accelerare i transitori quando l'amplificatore esce dal sovraccarico, nonché per proteggere le giunzioni dell'emettitore dei transistor VT5-VT8 dal degrado.

I circuiti R64C41, R66C42 eliminano l'autoeccitazione parassita VT13 e VT14 e i diodi VD26, VD27 impediscono la saturazione dei transistor dello stadio di uscita (questi diodi devono resistere a una tensione inversa di almeno 100 V a una corrente di 10 μA; la maggior parte delle istanze di KD521A o 1N4148 soddisfa questa condizione). Un'insolita connessione parallela di transistor nei primi due stadi del follower fornisce un'efficace equalizzazione delle correnti attraverso i transistor, eliminando la necessità della loro selezione. I condensatori C45, C47-C49 impediscono il verificarsi di asimmetria dinamica nello stadio di uscita.

Il diodo Zener VD25 ritarda l'accensione dei transistor VT13 e VT14 durante la carica dei condensatori di accumulo della fonte di alimentazione, in modo che al momento dell'accensione la tensione di alimentazione dell'amplificatore operazionale raggiunga +5 ... 7 V ed entrano in modalità normale. Questa misura previene picchi di tensione in uscita quando l'alimentazione è accesa. Allo stesso scopo, l'intervallo di auto-zero all'uscita UMZCH è limitato a +0,7 V.

Può sembrare insolito collegare i resistori in serie nei circuiti OOS (circuiti R23, R24, R27C17 e R28C18, nonché R45, R46). Questo viene fatto per ridurre la non linearità dei circuiti OOS (i valori di resistenza dei resistori e la capacità dei condensatori, sebbene in misura molto ridotta, dipendono dalla tensione loro applicata). Per lo stesso motivo, i resistori R23, R24, nonché R122 e R123 sono scelti con un ampio margine di potenza di dissipazione.

Tra le altre caratteristiche degne di nota, va notato il dispositivo di polarizzazione iniziale per la base di un follower a tre stadi, costruito su VT15 (è montato su un radiatore di transistor di uscita) e resistori R60-R62 e R65. Il coefficiente di temperatura della tensione di polarizzazione viene scelto leggermente più grande del solito per tener conto della differenza di temperatura tra il dissipatore di calore e i cristalli del transistor di potenza.

Non è abbastanza comune usare un condensatore C40. L'assenza di questo dettaglio nella maggior parte dei progetti porta a una variazione dinamica della tensione di polarizzazione e ad un aumento della non linearità degli amplificatori su segnali con una velocità di salita o discesa superiore a 0,2 ... 0,5 V / μs. E questo ha un effetto molto significativo sull'entità della distorsione di intermodulazione nella regione delle frequenze più alte. A proposito, l'uso di un transistor "lento" (come KT15 o KT502) come VT209 previene un altro difetto che si verifica spesso, ma raramente notato: l'autoeccitazione del transistor a frequenze dell'ordine di 50 ... 200 MHz a causa all'induttanza dei fili. La presenza di tale autoeccitazione si manifesta in un aumento del livello di rumore e distorsione di intermodulazione alle frequenze audio.

Il dispositivo "soft limit" sui transistor VT1-VT4 e sui diodi VD3-VD14 differisce in quanto la sua soglia dipende dalla tensione di alimentazione dello stadio di uscita, ottenendo così il massimo utilizzo della potenza di uscita dell'amplificatore.

Per garantire un funzionamento affidabile dell'UMZCH, il dispositivo di protezione tiene conto non solo della corrente che scorre attraverso i potenti transistor, ma anche della tensione ai loro capi. L'opzione trigger è stata utilizzata perché i limitatori di corrente del solito tipo ("che coprono" i transistor di uscita in situazioni di emergenza) non garantiscono la sicurezza dell'amplificatore e, inoltre, peggiorano il funzionamento dello stadio di uscita alle alte frequenze. Anche l'effetto diagnostico è importante: il funzionamento della protezione indica che qualcosa non va nel sistema.

L'indicatore di protezione "Sovraccarico" e il pulsante di ripristino della protezione SB1 sono posti all'esterno della scheda dell'amplificatore e collegati ad essa tramite il connettore XP1 (XS1 - in Fig. 5).

La corrente di riposo di ciascuno dei transistor VT28-VT35, VT36-VT43 dello stadio di uscita è selezionata tra 80 ... 100 mA, poiché a un valore inferiore le proprietà di frequenza dei potenti transistor si deteriorano in modo inaccettabile.

Come si può vedere dallo schema, i diodi raddrizzatori e i condensatori di accumulo dell'alimentatore sono assegnati all'amplificatore e si trovano sul circuito stampato - vedere fig. 2 nella prima parte dell'articolo. Ciò ha permesso di ridurre drasticamente (decine di volte) l'entità dell'induttanza parassita dei circuiti di potenza, necessaria per garantire una bassa emissione di rumore da parte dello stadio di uscita, nonché per aumentare la velocità dell'amplificatore.

La capacità totale dei condensatori di accumulo nell'alimentazione dell'amplificatore è di 56 uF per braccio e può sembrare troppo grande rispetto ai valori comunemente riscontrati (400 ... 10 uF). Tuttavia, questo non è un lusso: per garantire oscillazioni di tensione entro 20 ... 000 V a una corrente fino a 1,5 A, è necessaria una capacità di almeno 2 ... 9 μF (intensità energetica - 45 ... 60 J per canale). L'insufficiente capacità dei condensatori negli alimentatori della maggior parte degli amplificatori commerciali è dovuta esclusivamente a motivi economici.

L'influenza dei circuiti di uscita - cavi e altro - sulla trasmissione del segnale dall'amplificatore all'altoparlante è quasi completamente eliminata. A tale scopo è stata utilizzata una connessione di carico a quattro fili, presa in prestito dalla tecnologia di misurazione (la normale commutazione viene fornita installando ponticelli tra i contatti S2 e S3 delle corrispondenti linee AC e OS). Inoltre, all'uscita dell'amplificatore è installato un circuito RLC, ottimizzato con l'ausilio di un computer e che isola efficacemente lo stadio di uscita dell'amplificatore da eventuali influenze parassite a frequenze superiori a 100 ... 200 kHz. Questa è una delle misure che ha permesso di implementare praticamente una larghezza di banda OOS così ampia (6 ... 7 MHz).

Contrariamente alla credenza popolare, va notato che in realtà non esiste una relazione diretta tra la profondità del feedback e la tendenza dell'amplificatore alla distorsione dinamica. Inoltre, l'estensione della larghezza di banda nel loop di feedback e l'aumento della sua profondità oltre la gamma di frequenze audio rende effettivamente più facile ottenere nessuna distorsione dinamica e nessun sovraccarico del front-end. Il loro sovraccarico con un segnale di grande differenza porta a un'interruzione del tracciamento nel ciclo di feedback e alla "disattivazione" dell'OOS. Per prevenire questo fenomeno, è necessario ridurre l'ampiezza del segnale di differenza. Il mezzo migliore dovrebbe essere riconosciuto come un aumento della profondità dell'OOS alle alte frequenze.

Ora sull'uso di OOS per migliorare la linearità. Un'analisi del progetto del circuito di molti amplificatori porta alla conclusione che la maggior parte dei progettisti, a quanto pare, non si rende conto che la capacità del CNF di correggere la distorsione dipende non solo dalla sua profondità, ma anche dalla posizione di queste distorsioni.

Considera il modello più semplice di un amplificatore a tre stadi con OOS (Fig. 6), dove il suo diagramma a blocchi è mostrato in alto con sorgenti di rumore EMF (en) e distorsione (ed) in ogni stadio. Di seguito è riportato un circuito equivalente, in cui tutte le fonti di rumore e distorsione vengono ricalcolate all'ingresso (ovvero al punto di somma dell'amplificatore). Allo stesso tempo, diventa ovvio che il livello assoluto dei prodotti di distorsione portati in ingresso con l'introduzione del NOS rimane invariato in prima approssimazione, e il grado di distorsione e attenuazione del rumore è direttamente proporzionale all'amplificazione dalla sommatoria indicare il luogo in cui si verificano queste distorsioni e rumori. La diminuzione del livello relativo di distorsione con l'introduzione di NFB si verifica a causa del fatto che il guadagno complessivo ("esterno") del sistema diminuisce e diminuisce la proporzione relativa di rumore e distorsione. Se la distorsione introdotta dallo stadio di uscita a guadagno unitario è effettivamente attenuata di un fattore pari alla profondità della retroazione alla frequenza del corrispondente prodotto di distorsione, allora la distorsione del primo stadio, ridotta al suo ingresso, non è affatto attenuato.

È questa circostanza che ci costringe ad aumentare al limite la linearità iniziale di tutti gli stadi dell'amplificatore coperti dall'OOS, specialmente quelli di ingresso. In caso contrario, potrebbe risultare che dopo l'introduzione dell'OOS si verificherà una forte espansione dello spettro delle distorsioni di intermodulazione. Il meccanismo di questo fenomeno è semplice: lo spettro del segnale differenza che arriva all'ingresso degli stadi di amplificazione veri e propri è sempre ampliato a causa dei prodotti di distorsione. Allo stesso tempo, se la profondità FOS diminuisce più velocemente con l'aumentare della frequenza rispetto alla caduta dei livelli dei prodotti di distorsione (questo è tipico per la maggior parte degli amplificatori), allora la proporzione dei prodotti di distorsione ad alta frequenza nella tensione differenziale all'ingresso con FOS chiuso supera il segnale utile Poiché la linearità degli stadi di amplificazione di solito diminuisce con l'aumentare della frequenza, si verificano molti prodotti di intermodulazione, alcuni dei quali rientrano anche nella regione della frequenza audio. Proprio perché questo fenomeno non si verifichi è necessario un margine sufficiente per la linearità degli stadi di ingresso, soprattutto rispetto alle non linearità asimmetriche.

L'intervallo di linearità (in termini di tensione differenziale di ingresso) dell'amplificatore operazionale KR140UD1101 utilizzato nell'amplificatore è +0,8 V, che è maggiore di quello di quasi tutti gli amplificatori operazionali con ingresso a transistor ad effetto di campo. Anche la linearità dello stadio differenziale di ingresso del KR140UD1101 a causa del profondo OOS locale (sotto forma di resistori ad alta resistenza nei circuiti dell'emettitore) è molto più elevata e la capacità di ingresso è parecchie volte inferiore a quella di un op- amplificatore con transistor ad effetto di campo in ingresso. Allo stesso tempo, la tensione del segnale all'ingresso dell'amplificatore operazionale DA3 (quando l'amplificatore funziona senza sovraccarico) non supera 1 mV.

L'oscillazione del segnale all'uscita DA3 durante il normale funzionamento dell'amplificatore non supera 0,5 V picco-picco. Secondo i dati di misurazione in queste condizioni, l'OS KR140UD1101, anche prima della copertura della protezione ambientale, presenta una non linearità inferiore allo 50% a frequenze fino a 0,05 kHz. Anche l'amplificatore di tensione basato sui transistor VT5 - VT14, che segue l'amplificatore operazionale, ha una linearità molto elevata: la sua distorsione di intermodulazione alle medie frequenze con un'oscillazione completa del segnale è di circa 0,02 ... 0,03%.

Di conseguenza, l'OOS complessivo in questo amplificatore, a differenza della maggior parte degli altri, è in grado di sopprimere efficacemente la distorsione armonica e di intermodulazione introdotta dallo stadio di uscita e non introduce alcun effetto collaterale evidente. Le distorsioni rimangono associate alle caratteristiche di progettazione dell'UMZCH, che sono quasi completamente determinate dal montaggio dei pickup dalle correnti dello stadio di uscita ai circuiti di ingresso dell'amplificatore. Il pericolo di questi pickup è che le forme d'onda delle correnti che passano attraverso i circuiti di potenza della metà dello stadio di uscita operante in modalità di classe AB siano notevolmente distorte rispetto alla corrente nel carico. Di conseguenza, se l'interferenza di queste correnti non entra nei circuiti di ingresso in esatta simmetria (che è ancora impossibile da ottenere in pratica), si verifica una distorsione notevole, specialmente alle alte frequenze, dove gli accoppiamenti parassiti sono amplificati.

Per combattere questo fenomeno, nella progettazione del circuito stampato di questo amplificatore sono state prese una serie di misure, alcune delle quali non hanno precedenti nell'ingegneria audio e sono caratteristiche dello sviluppo della strumentazione di precisione. Ad esempio, per ridurre al minimo l'induttanza parassita dei circuiti ad alta corrente nei circuiti di potenza, invece delle tradizionali "lattine", vengono utilizzati condensatori di capacità inferiore distribuiti sulla scheda e la lamina di uno dei lati funge da filo comune (mostrato con linee ingrossate nello schema di collegamento). I circuiti dei potenti transistor dello stadio di uscita sono estremamente compatti, il che, insieme al filo comune distribuito sulla scheda, ha ridotto l'emissione di interferenze da parte dello stadio di uscita di oltre un ordine di grandezza rispetto al design tradizionale. Inoltre, per evitare problemi con i pickup sui cavi di collegamento, tutti i circuiti dell'amplificatore sono montati su un'unica scheda, inclusi anche i diodi raddrizzatori di potenza (VD38-VD41).

Tutti questi accorgimenti hanno permesso di realizzare un amplificatore non solo di altissima qualità, ma anche di elevata riproducibilità delle caratteristiche. Questi vantaggi vengono mantenuti in un'ampia gamma di condizioni operative (temperatura ambiente, carico, sorgenti di segnale, ecc.). L'autore non è riuscito a trovare descrizioni o campioni industriali di amplificatori di una classe così elevata.

Informazioni sulle sostituzioni dei semiconduttori. Invece dei transistor KT818G1, KT818G è adatto in un rapporto quantitativo di 2: 3 (ovvero 12 pezzi invece di 8), così come KT864A, 2T818A, KT818GM, 2SA1302, KP964A, 2SA1294, 2SA1215, 2SA1216; invece di KT819G1 - transistor KT819G (anche in un rapporto quantitativo di 2: 3) e KT865A, 2T819A, KT819GM, 2SC3281, KP954A, 2SC3263, 2SC2921, 2SC2922. Utilizzando transistor importati complementari 2SA1302 e 2SC3281, 2SA1294 e 2SC3263, nonché KP964 e KP954 a una tensione di alimentazione di ±40 V, il loro numero può essere ridotto a quattro per braccio raddoppiando la corrente di riposo di ciascun transistor e riducendo il valore del resistore in i circuiti dell'emettitore a 0,5 Ohm.

Quando si utilizzano i transistor 2SA1215 e 2SC2921 alla stessa tensione di alimentazione (+40 V), è sufficiente metterli tre per braccio, e i transistor 2SA1216 e 2SC2922 su un grande radiatore possono essere messi solo due, naturalmente, con una corrispondente diminuzione del resistenza dei suddetti resistori. La superficie totale delle alette del radiatore per ogni canale deve essere di almeno 1500...2000 cm2.

La coppia di transistor KT961, KT639 può essere sostituita con BD139 e BD140, KP961A(B) e KP965A(B), 2SD669 e 2SB649, 2SA1837 e 2SC4793. Una coppia di KT969, KT9115 sostituirà completamente KP959A(B) e KP960A(B) o BF871 e BF872.

Per quanto riguarda i transistor KT632B e KT638A, non ha senso sostituirli. Tuttavia, nella posizione VT8 è consentito utilizzare KT9115, KP960, 2SA1538, 2SA1433, KT9143, nella posizione VT7 - 2N3906, nelle posizioni VT10, VT45 - 2N5401. Sostituiamo il transistor KT638A in posizione VT6 con KT969A, KP959, 2SC3953, 2SC3504, KT9141, in posizione VT5 - con 2N3904, in posizione VT9, VT44 - con 2N5551, KT604, KT605, KT602. I transistor KT3102A possono essere sostituiti con qualsiasi di questa serie o con BC546 - BC550 (con qualsiasi indice) e KT3107A complementari a loro - con KT3107 con qualsiasi altro indice e con BC556 - BC560.

OU KR140UD1101 in UMZCH (DA3) può essere sostituito solo con K (R) 140UD11 o LM118 / 218/318 (domestico, tuttavia, funziona meglio), in altri luoghi - con AD841 (che, tuttavia, è irragionevolmente costoso). L'amplificatore operazionale KR140UD1408 può essere sostituito con K140UD14, LM108/208/308 o AD705, OP-97. Nel filtro passa-basso di ingresso, è utile utilizzare LF356 (KR140UD22), OP-176 per ridurre il rumore. Per l'amplificatore operazionale KR140UD23, l'analogo è LF357, è anche possibile utilizzare OP-37 (KR140UD26).

Alimentazione elettrica. Dispositivo di protezione e indicazione di distorsione

Con un'elevata capacità energetica dei condensatori di alimentazione, la scelta corretta del suo trasformatore è importante. Ciò è dovuto al fatto che un raddrizzatore che opera su un banco di condensatori ad alta capacità crea una corrente non sinusoidale negli avvolgimenti del trasformatore, che è implicita nella maggior parte dei metodi di calcolo del trasformatore. Il valore di picco (fino a 50 A) e la velocità di aumento della corrente in questo caso risultano notevolmente superiori rispetto a un carico resistivo. Ciò aumenta notevolmente l'emissione di interferenze da parte dei circuiti di potenza. Inoltre, la caduta di tensione sugli avvolgimenti è maggiore rispetto a quando il trasformatore funziona su un carico attivo di pari potenza. Le perdite negli avvolgimenti sono determinate dalla corrente di picco e la potenza di uscita del raddrizzatore è determinata dalla media. Pertanto, il trasformatore per UMZCH deve essere molto potente, con bassa resistenza dell'avvolgimento. Per ridurre le interferenze, l'induzione del campo magnetico in questo trasformatore deve essere ridotta rispetto ai valori convenzionali [8]. Va inoltre tenuto conto del fatto che la potenza consumata dall'amplificatore quando opera su un carico complesso è notevolmente superiore a quella attiva (vedi Fig. 3 nella prima parte dell'articolo - "Radio", 1999, n. 10 ).

Il valore massimo delle increspature sui condensatori di ossido è standardizzato dai produttori e per condensatori di grandi dimensioni a temperatura ambiente e una frequenza di ondulazione di 100 Hz, raramente è consentito più dell'8 ... 10% della tensione operativa. La durata anche dei migliori condensatori con tali increspature e la temperatura indicata sulla custodia (85 o 105 ° C) di solito non supera le 2000 ore, aumentando di circa due volte e mezzo con una diminuzione della temperatura ogni 10 ° C [9]. Tuttavia, gli amplificatori da concerto e domestici, per motivi economici, sono progettati con una capacità dei condensatori notevolmente sottostimata (e ondulazioni sovrastimate), poiché si ritiene che un amplificatore da concerto non vivrà più a lungo del periodo di garanzia (sarà bruciato o rotto prima ) e la maggior parte dei proprietari di case, di norma, non utilizza più del 10% della sua capacità (un dettaglio importante: di solito si presume che i condensatori a temperature più elevate abbiano caratteristiche elettriche migliori. In realtà, non è così. Su al contrario, la resistenza in serie equivalente (ESR è un'abbreviazione inglese) di condensatori classificati per temperature fino a 105 °C, ceteris paribus, quasi il doppio, e le correnti ammissibili sono inferiori a quelle dei condensatori meno resistenti al calore (fino a 85 °C).

Nell'amplificatore descritto, il valore relativo delle increspature sui condensatori del filtro a pieno carico viene scelto pari a circa il 5%, il che ha portato alla capacità totale nel braccio nell'intervallo 50 ... 60 μF.

Supponiamo che la diminuzione della tensione di uscita del raddrizzatore a pieno carico non superi il 5 ... 7% (tensione a vuoto - 42 ... 43 V, con una corrente di 9 ... perdita di 10... 39% di potenza). In questo caso, è facile determinare che l'impedenza di uscita del raddrizzatore non deve superare 40 ... 10 Ohm. Con il valore di ondulazione selezionato, ciò richiede che la resistenza totale degli avvolgimenti primari e secondari ridotti all'uscita non sia superiore a 15 ... 0,2 Ohm per braccio. Da questo punto di vista, è meglio utilizzare due trasformatori separati per ogni canale, poiché sarà più facile posizionare gli avvolgimenti.

È noto che per garantire il funzionamento affidabile dell'AU, il progetto UMZCH deve prevedere misure per proteggerli dall'applicazione di tensione diretta e segnali di frequenza infrasonica. Inoltre, a causa dell'elevata capacità totale dei condensatori di alimentazione e della bassa resistenza degli avvolgimenti del trasformatore, l'inclusione di un tale alimentatore nella rete senza limitazione di corrente è inaccettabile: la corrente di carica dei condensatori può far sì che i fusibili intervento e guasto dei diodi raddrizzatori. Pertanto, l'UMZCH proposto è dotato di automazione che prevede la ricarica "soft" dei condensatori dell'alimentatore, il riavvio con una breve perdita di tensione di rete, nonché lo spegnimento dell'altoparlante durante l'avvio dell'amplificatore e quando una tensione costante appare all'uscita dell'UMZCH.

Una caratteristica del circuito di alimentazione e dell'automazione è che i condensatori di ossido non vengono utilizzati nei circuiti di impostazione del tempo. Secondo l'autore, riducono l'affidabilità di tali dispositivi e la stabilità delle loro caratteristiche. L'affidabilità operativa dell'intero amplificatore dovuta al rispetto di tutte le restrizioni sulle modalità operative dei transistor, secondo l'autore, è notevolmente aumentata, pertanto, la protezione degli altoparlanti dalla tensione CC in presenza di un condensatore di isolamento C1 all'UMZCH l'ingresso (vedi lo schema in Fig. 4 nella seconda parte dell'articolo - "Radio ", 1999, n. 11) nella versione amatoriale dell'amplificatore è opzionale. Tuttavia, questa funzione è stata introdotta nella preparazione di questa pubblicazione.

Come si può vedere dallo schema elettrico (Fig. 7), per alimentare l'UMZCH vengono utilizzati due trasformatori. Il primo - potente T1 - ha avvolgimenti indipendenti per alimentare gli stadi di uscita di un amplificatore a due canali, il secondo - T2 a bassa potenza, alimenta gli stadi preliminari con l'amplificatore operazionale e l'unità di automazione. Ciò ha migliorato l'immunità al rumore e ridotto il costo dell'unità, poiché è più facile selezionare trasformatori standard.

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I requisiti per il trasformatore T1 per un amplificatore stereo sono i seguenti: corrente a vuoto - non più di 40 mA (questo è a una tensione di rete di 242 V), la resistenza dell'avvolgimento primario non deve essere superiore a 1,2 Ohm, il resistenza totale tra le estremità di entrambe le metà dell'avvolgimento 2x30 V - non più di 0,07...0,08 Ohm. La tensione a vuoto tra il punto medio e ciascuna estremità dell'avvolgimento deve essere compresa tra 29 e 31 V (a una tensione di rete di 220 V). Gli avvolgimenti aggiuntivi per ottenere tensioni raddrizzate di +52 ... 54 V devono avere una tensione a circuito aperto di 8 ... 9 V e una resistenza non superiore a 1 Ohm ciascuno. L'asimmetria di tensione totale degli avvolgimenti non deve superare 0,3 V.

Quando si calcola in modo indipendente il trasformatore T1 per il circuito magnetico disponibile con una sezione trasversale di almeno 10 cm2 (almeno 6 cm2 per trasformatori separati), è consigliabile utilizzare le raccomandazioni in [8]. Si noti che i nuclei magnetici dell'asta (PL) con giunti accuratamente rettificati non sono inferiori ai nuclei ad anello (OL) in una serie di indicatori con avvolgimento più tecnologico delle bobine.

La corrente a vuoto del trasformatore T2 non deve superare i 10 mA (a una tensione di rete di 242 V) e la resistenza del suo avvolgimento primario non deve superare i 150 ohm. Due avvolgimenti secondari collegati a VD20, VD26 devono avere una tensione a circuito aperto tra i terminali estremi di 34 ... 38 V e una resistenza fino a 3 ... 4 Ohm e il terzo avvolgimento - 25 ... 29 V e una resistenza non superiore a 2 Ohm. Tutti e tre gli avvolgimenti hanno una presa dal punto medio, l'asimmetria di tensione sulle loro metà è consentita non più di 0,2 V.

È altamente auspicabile che i trasformatori abbiano avvolgimenti schermanti.

Ad esempio, un potente trasformatore T1 può essere realizzato su un circuito magnetico a nucleo PLM 32x50x90 realizzato in acciaio di alta qualità E330A (con un valore di induzione di picco di 1,1 T).

Tutti gli avvolgimenti potenti sono divisi in modo tale che le loro sezioni, poste su due bobine identiche, siano collegate in serie, mentre la corrente di uno qualsiasi degli avvolgimenti passa attraverso entrambe le bobine - in questo caso l'interferenza è minima.

In ogni sezione, l'avvolgimento di rete (morsetti estremi 1-2) contiene 285 spire di filo Ø1,4 mm. Anche gli avvolgimenti secondari 4-5, 5-6 e 9-10, 10-11 sono divisi a metà, mentre ciascuna delle otto sezioni contiene 40 spire di filo Ø2...2,1 mm; gli avvolgimenti 3-4, 6-7, 8-9, 11-12 non sono sezionati, hanno 24 spire ciascuno e sono avvolti in due fili Ø0,5 mm.

Per gli avvolgimenti, utilizzare filo PEV-2 o simile. L'avvolgimento dello schermo è un anello aperto di foglio di alluminio laminato con lavsan. Il contatto con esso si ottiene con l'aiuto di una striscia di rete stagnata posta sotto di essa. L'avvolgimento dello schermo è posto tra gli avvolgimenti primari e secondari. Le bobine sono avvolte su un manicotto con una densità di impilamento massima.

Considera il lavoro dell'automazione. La corrente di avviamento del trasformatore T1 quando l'amplificatore viene acceso con il pulsante SB1 è limitata dai resistori R11 e R12 (Fig. 7). Inoltre, dopo circa 20 s, questi resistori vengono deviati da una coppia antiparallela di optotiristori VS1 e VS2, quindi dopo 8 s l'AC viene collegata. La sequenza temporale viene impostata utilizzando la più semplice macchina a stati finiti sui microcircuiti DD3 e DD4 e il trigger DD5.2 viene utilizzato per collegare il momento in cui gli optotiristori vengono accesi al momento della bassa tensione istantanea nella rete. Il trigger DD5.1 ​​viene effettivamente utilizzato come inverter.

Dopo aver acceso SB1 all'uscita dell'elemento DD1.4, per l'azione del circuito R10C9, viene mantenuta una tensione di basso livello per circa 2 s, tramite l'inverter DD3.2 azzera i contatori DD4. In questo stato, gli optotiristori (così come il relè K1) sono spenti, il trasformatore T1 è collegato alla rete tramite resistori di zavorra e il carico dall'amplificatore è disconnesso. Al termine della modalità di ripristino, il generatore di impulsi e il divisore di frequenza come parte di DD4 vengono accesi. Allo stesso tempo, all'uscita della prima sezione del divisore (pin 1 DD4) compaiono impulsi con una frequenza di circa 2 Hz. Attraverso l'elemento DD3.1 passano all'ingresso della seconda sezione del partitore di frequenza. Dopo il passaggio di 32 impulsi, un livello alto al pin 5 di DD4, seguendo DD5.2, apre VT1, che controlla gli optotiristori VS1 e VS2. Dopo altri 16 impulsi successivi, un livello basso all'uscita di DD3.3 blocca l'ulteriore conteggio e, dopo l'inversione nel D-trigger DD5.1, apre VT2, che accende l'avvolgimento del relè K1.

Il dispositivo di controllo della tensione di rete è realizzato su resistori R20-R22, condensatore C8, diodi VD12-VD14 ed elementi DD1.3, DD1.4. Se nella tensione di rete compaiono interruzioni nei periodi o bruschi "cali" di tensione, la tensione nel punto di giunzione di R22 e C8 diventa inferiore alla soglia per DD1.3 (4 ... 5 V), il che porta a un ripristino di DD4 tramite gli elementi DD1.4 e DD3.2 .5. Gli impulsi con una frequenza di rete per il clocking dei D-flip-flop DD3.4 vengono prelevati dall'uscita di DD0,6. La comparsa durante il processo di avvio all'uscita UMZCH di una componente costante maggiore di 0,7 ... 4 V provoca il funzionamento di uno qualsiasi dei comparatori DA3.2, e tramite DD4 ripristina anche DDXNUMX, che blocca il processo di commutazione.

L'uso di due optotiristori invece di un optotiristore è dovuto al fatto che, in primo luogo, gli optotiristori sono meno scarsi e, in secondo luogo, i triac sono inerenti all'asimmetria della caduta di tensione, che provoca la magnetizzazione del circuito magnetico del trasformatore mediante corrente continua. Questo aumenta drasticamente i pickup.

Gli altoparlanti sono collegati all'amplificatore da due gruppi di contatti relè normalmente aperti K1. Il posto ottimale (dal punto di vista della minimizzazione della distorsione) per l'accensione della coppia di contatti del relè è nello spazio tra l'amplificatore stesso e il filtro RLC di uscita (il condensatore C52 rimane collegato a L1, R118 - vedere lo schema in Fig. 4). Sul circuito stampato dell'amplificatore sono previsti punti di saldatura per il cavo a nastro "" che va ai contatti del relè. In pratica, nel caso di collegamento del carico a quattro fili, i contatti del relè possono essere collegati anche all'uscita del filtro RLC, in una rottura di filo tra il punto di connessione L2, R120, R121 e il circuito di uscita UMZCH (+AC) con condensatore C79 (si trova sui terminali per il collegamento dell'AC). Devo dire che il relè non è un elemento molto affidabile, in quanto i suoi contatti possono "bruciarsi" (per ridurre l'induttanza parassita si utilizza un cavo a nastro con conduttori alternati di "andata" e "ritorno").

Una soluzione più affidabile è costruire una protezione CA basata sullo shunt dell'uscita dell'amplificatore con un potente triac in grado di sopportare la corrente attraverso i transistor rotti dello stadio di uscita. Tuttavia, la capacità di un triac così potente è molto grande e, soprattutto, non lineare (dipendente dalla tensione). Pertanto, l'uso di un tale elemento aumenta la distorsione di intermodulazione a frequenze audio più elevate fino a centesimi di punto percentuale.

Una caratteristica distintiva del dispositivo di rilevamento della tensione CC all'uscita dell'amplificatore è l'uso di un filtro passa-basso a due sezioni. A causa di ciò, le costanti di tempo dei filtri sono ridotte e i condensatori di ossido sono esclusi, l'affidabilità, la sensibilità e la velocità del dispositivo di protezione sono aumentate. Il tempo del suo funzionamento dal momento della comparsa di una tensione costante di 2 V non supera 0,25 s, con una tensione di 20 V - non più di 0,08 s. Quando viene attivata la protezione CA, vengono disattivati ​​anche gli optotiristori.

Il dispositivo di indicazione della distorsione in ciascun canale è una combinazione di un nodo di soglia con una zona morta (è anche chiamato comparatore "finestra"), costruito su due elementi DA3.1, DA3.2 e un multivibratore di attesa digitale con un riavvio (sulla corrispondente "metà" DD2 ). Il principio del suo funzionamento si basa sul fatto che nello stato iniziale l'account è bloccato da un livello elevato all'uscita del quarto trigger del contatore. All'azzeramento del contatore, causato dall'intervento di uno qualsiasi dei due comparatori abbinati in uscita, un livello basso all'uscita del quarto trigger attiva contemporaneamente il conteggio e l'accensione del LED di indicazione della distorsione (rispettivamente HL1 o HL2). All'arrivo dell'ottavo impulso di clock, il contatore ritorna al suo stato originale, bloccando ulteriori conteggi. Allo stesso tempo, il LED corrispondente si spegne. Pertanto, l'indicazione di sovraccarico è valida per tutto il tempo in cui la tensione agli ingressi dei comparatori supera la zona morta e rimane per altri 7-8 periodi di impulsi di clock (3 ... 3,5 s) dopo che i comparatori sono tornati alla loro posizione stato originale.

Simili comparatori "a finestra" sugli elementi DA4 sono stati utilizzati anche per determinare la presenza di una componente costante all'uscita UMZCH. Le tensioni di riferimento (0,5 ... 0,6 V) ai comparatori sono impostate dagli stabilizzatori parametrici R18VD18 e R28VD19. La conversione dei livelli di uscita dei comparatori alimentati da tensioni +12 V ai livelli dei circuiti logici alimentati da una sorgente +12 V viene eseguita sui resistori R3 e R4, R7 e R8, R19 e R29. Il circuito R25C12 fornisce l'accensione e lo spegnimento forzati del relè K1. Il relè Omron utilizzato dall'autore ha una tensione di risposta nominale di 12 ... 15 V e una corrente di 40 mA. Tuttavia, è possibile scegliere un relè domestico, se necessario, modificando i valori nominali degli elementi R25, R45, C12. L'unico requisito fondamentale per esso è che i suoi contatti devono essere classificati per una corrente di almeno 15 A a una tensione di almeno 50 V.

Gli stabilizzatori di alimentazione per entrambi i canali dell'amplificatore sono realizzati su microcircuiti DA5-DA8. L'uso di microcircuiti di stabilizzatori regolabili KR142EN12 (LM317) e KR142EN18 (LM337) è causato da due ragioni. In primo luogo, per aumentare le caratteristiche di frequenza e la gamma dinamica degli amplificatori operazionali, la loro tensione di alimentazione è stata scelta vicino al massimo consentito (+18 V) e non standard - +16,5 ... 17 V. In questo amplificatore, questo è abbastanza accettabile, poiché gli amplificatori operazionali sono caricati debolmente all'uscita. La tensione di uscita richiesta degli stabilizzatori è impostata da resistori esterni. In secondo luogo, grazie all'uso dei condensatori C25, C28, C35 e C38, la soppressione delle increspature e del rumore degli stabilizzatori è migliorata di un ordine di grandezza (rispetto ai microcircuiti per una tensione di uscita fissa) - non superano 0,2 mV. Per ogni canale vengono utilizzati alimentatori isolati separati per evitare loop di massa.

La tensione di rete viene immessa attraverso un filtro formato dagli elementi C17-C20 e T3, il cosiddetto trasformatore di modo comune (o bobina di modo comune). Quest'ultimo è un avvolgimento di tre fili piegati insieme in un fascio su un anello di ferrite di grandi dimensioni. Il numero di spire di avvolgimento non è critico; per un circuito magnetico anulare di circa 1 cm2 di ferrite, ad esempio di grado 1500NM, sono sufficienti circa 20 spire. Questo filtro migliora notevolmente la protezione dell'amplificatore dai disturbi provenienti dalla rete. Tutti i collegamenti nei circuiti di ingresso rete devono essere realizzati con un filo con una sezione di almeno 2 mm2. Il filtro R35R36C21 impedisce la penetrazione di interferenze dal funzionamento dei tiristori VS1, VS2 nei circuiti a basso segnale attraverso il trasformatore T2. L'interruttore SB2, indicato in apparecchiature straniere come "Ground Lift" (disconnessione di "terra"), consente, se necessario, di scollegare la custodia dell'amplificatore dalla terra di protezione della rete, se presente.

A proposito, allo stesso scopo di aumentare l'immunità al rumore di questo amplificatore, nei circuiti del segnale di ingresso sono inclusi anche trasformatori di modo comune. Questo dettaglio molto utile nella progettazione delle apparecchiature viene spesso dimenticato o salvato su di esso. Pertanto, alcune piccole aziende (ad es. Transparent Audio Technology) hanno stabilito un'attività molto redditizia vendendo cavi di interconnessione con trasformatori di modo comune incorporati (a volte con filtri antirumore) per migliorare l'immunità al rumore delle apparecchiature. C'è davvero un vantaggio da questo, ma non arriva a $ 500 (il prezzo dell'interconnessione non più costosa della suddetta società).

Su possibili sostituzioni di elementi

Il chip K1401CA1 è un esatto analogo dell'LM339 (BA10339, KA339, KIA339, HA17339, μPC339). In loro assenza, puoi usare K554CA3. L'analogo di KR1157EN1202 (nel pacchetto KT-26) è il chip 78L12 (altri analoghi potrebbero avere una differenza nella piedinatura) e KR1168EN12 è 79L12. Invece di KR142EN12, LM317, KA317 sono abbastanza adatti, e invece di KR142EN18 - LM337, KA337 (tutti nei casi TO-220). Durante l'installazione, devono essere installati su radiatori con una superficie di 15 ... 25 cm2. I transistor KT972 (VT1, VT2) possono essere sostituiti da qualsiasi transistor composito della struttura npn (ad esempio, KT829), progettato per una corrente di almeno 150 mA o transistor che mantengono un elevato coefficiente di trasferimento di corrente (più di 60) a una corrente di 100 mA, ad esempio KT815 . Diodi KD243 è un analogo di 1N4002-1N4007, KD521 - 1N4148.

Resistori R11, R12 - tipo C5-16 o gruppo PE. Il requisito principale per loro è la capacità di resistere a sovraccarichi a breve termine durante la carica dei condensatori di alimentazione. Da questo punto di vista, i resistori domestici sono più affidabili. Condensatori C1, C2, C6, C7, C24, C27, C34, C37 - ceramici, per una tensione di 25 V, ad esempio KM-6, K10-17, K10-23 o simili importati, il gruppo TKE è H30 , sebbene anche H70 sia accettabile . Condensatore C16 - film (K73-9) o ceramica (K10-17) del gruppo TKE non è peggiore di M1500. Condensatori C4, C5, C8-C11, C13, C14 - K73-17 o simili importati. Condensatori di soppressione delle interferenze C17-C21 - tipo K78-2 o simili importati, appositamente progettati per il funzionamento in circuiti di filtraggio (il loro corpo è solitamente punteggiato da badge di certificazione di sicurezza).

Condensatori di ossido - K50-35 o analoghi importati. I resistori R37-R44 devono essere accurati (serie C2-13, C2-26, C2-29, ecc.) o selezionati tra MLT, OMLT, C2-23 di valore simile. Resistori ad alta potenza - 2 W - MLT, OMLT, S223 o loro analoghi importati. I restanti resistori a bassa potenza possono essere in carbonio: C1-4, BC e così via. I ponti raddrizzatori KTs405 sono intercambiabili con KTs402, KTs404 o un set di diodi KD243 (1N4002-1N4007). Come optotiristori VS1, VS2, qualsiasi della serie TO125 con una classe di tensione di 6 o superiore (TO125-10-6, TO125-108, TO125-10-10, TO125-12,5-6, TO12512,5-10, ecc. ).P). È inoltre possibile utilizzare la serie TO132.

I ponti raddrizzatori della serie KTs407 possono anche essere sostituiti con un set di diodi KD243 (1N4002-1N4007).

Se l'amplificatore è progettato per essere utilizzato frequentemente a piena potenza, è utile alimentare i ponti raddrizzatori nell'amplificatore (VD38-VD41 in Fig. 4), includendo una coppia di diodi KD213 in parallelo in ciascun braccio del ponte, e, se possibile, sostituirli con KD2997 più potenti. I diodi raddrizzatori a bassa frequenza non devono essere utilizzati a causa dell'effetto pronunciato del "ripristino del salto": il diodo si spegne con un ritardo per l'assorbimento dei portatori di carica accumulati. La fine di questo processo genera grandi interferenze. Lo smistamento dei diodi con i condensatori non aiuta molto. Con i diodi ad alta frequenza (KD213, KD2997, KD2995, ecc.), questo problema non si pone.

È inoltre possibile utilizzare diodi Schottky classificati per una tensione di almeno 100 V. Per quanto riguarda l'uso di diodi ad alta frequenza importati, devono essere presi per una corrente di almeno 30 A, poiché questo valore, di norma, per stranieri diodi ad alta frequenza è la corrente di picco consentita o la corrente raddrizzata media a un carico attivo e non la corrente raddrizzata media quando si opera su un filtro capacitivo, come per la maggior parte dei diodi domestici. In particolare, possiamo consigliare i diodi 40CPQ100 e 50CPQ100 (IR), ma il loro prezzo al dettaglio è di circa $6...7.

Per evitare problemi causati dall'uso di componenti difettosi e scadenti durante la ripetizione dell'amplificatore, si consiglia di prestare attenzione al loro controllo. Trovare una parte difettosa in un amplificatore a banda larga con feedback profondo e accoppiamento diretto di dozzine di transistor richiederà quasi sicuramente uno sforzo maggiore rispetto al controllo preliminare degli elementi.

Controllo dei componenti

Nonostante il circuito e il design dell'amplificatore presentato garantiscano il raggiungimento delle caratteristiche dichiarate (quando si imposta un solo parametro: la corrente di riposo con il resistore R60), ciò non significa affatto che i componenti non debbano essere controllati prima installazione.

Questa situazione è causata dal fatto che la "dissoluzione" di un piccolo numero di prodotti difettosi tra prodotti buoni è praticata non solo dal sud-est, ma anche da molte aziende occidentali, soprattutto quando si effettuano consegne a una rete di vendita al dettaglio e in Russia. Anche le imprese nazionali spesso "scaricano" nei mercati al dettaglio o radiofonici, insieme a prodotti buoni e difettosi.

Di conseguenza, la probabilità di acquistare articoli scadenti per un privato, secondo le stime dell'autore e l'esperienza personale, è appena inferiore al 2...4%. In altre parole, in media, due o tre elementi su cento risultano difettosi, e questo nonostante ci siano più di duecento parti in ogni canale dell'amplificatore.

Considerando che la ricerca di elementi difettosi in una struttura già assemblata richiede molto tempo e impegno, e anche che un elemento difettoso può portare al fallimento di altri, diventa evidente la necessità di un controllo di input dei componenti.

Il problema dell'affidabilità è complicato dal fatto che le specifiche tecniche per molti componenti sia nazionali che esteri hanno solo un piccolo (e spesso insufficiente) insieme di parametri convenienti per il controllo della produzione di massa. Allo stesso tempo, una serie di caratteristiche importanti, come, ad esempio, la corrente critica e la resistenza di volume del collettore di transistor bipolari, semplicemente non sono standardizzate e non vengono controllate durante la produzione, nonostante la loro influenza non possa essere trascurata. Pertanto, una situazione è del tutto possibile quando, ad esempio, una certa istanza di un transistor è formalmente riparabile, ma non è auspicabile installarla nel progetto, poiché uno qualsiasi dei suoi parametri che non sono regolati nelle specifiche di consegna risulta essere molto peggio della media per componenti di questo tipo.

Ecco perché, quando si assemblano dispositivi di fascia alta, è necessario un controllo approfondito dei componenti. Per quanto riguarda la parte principale degli elementi passivi (resistori, condensatori a bassa capacità, diodi, diodi zener), controllarli non crea problemi. I resistori vengono controllati con un ohmmetro per una deviazione ammissibile dal valore nominale, nonché per l'affidabilità del contatto (per resistori domestici di tipo C1-4 e BC, i cappucci dei contatti sono scarsamente arrotolati). Inoltre, le conclusioni dei resistori domestici richiedono spesso la stagnatura prima dell'assemblaggio. È inaccettabile utilizzare flussi attivi ed è meglio utilizzare una gomma "inchiostro" per pulire i cavi. I tipi consigliati di resistori a bassa potenza sono MLT, OMLT S2-23.

I requisiti più elevati sono posti sui resistori R1, R2, R7, R20, R22 - R24, R29 - R31, R36, R40, R122, R123. Tali resistenze devono essere dielettriche metalliche o, meglio ancora, a film metallico (Metal Film) - MLT, OMLT S2-23, S2-13, S2-26, S2-29V.

Quando si selezionano i resistori, se hanno una tolleranza di ± 2% o più, è auspicabile mantenere i seguenti rapporti:

[(R23+R24+R122+R123)/(R30+R31)]x(R29/(R36+R40)]=1 - con scostamento non superiore a 1...3%;

[(R23+R24+R122+R123)/R30]x[R29/(R36+R40)]=2 - con una deviazione non superiore al 2...3%.

La maggior parte dei resistori importati venduti in Russia sono in carbonio (Carbon), quindi, quando si acquistano resistori importati, invece di quanto sopra, c'è il rischio di acquistare resistori in carbonio o compositi con il pretesto di quelli dielettrici in metallo. In questo caso è meglio puntare su resistori con tolleranza dell'1% o meno, che sono in carbonio solo nei falsi. I principali svantaggi dei resistori in carbonio e compositi sono una grande non linearità (fino a 0,05 ... 0,1%) e un aumento del rumore quando la corrente li attraversa.

Il rumore dei resistori è la somma del termodinamico (con densità spettrale ) e rumore in eccesso (corrente), che si manifesta quando la corrente scorre attraverso il resistore ed è causato da fluttuazioni di resistenza. Nella gamma di frequenze audio, l'entità di questo rumore per i resistori al carbonio può superare i 10 μV (per decennio di frequenza con una caduta di tensione di 1 V). Di norma, questo è un ordine di grandezza o più maggiore del rumore termico di un tale resistore.

A causa dell'eccesso di rumore dei resistori, il rumore dell'amplificatore aumenta con l'aumentare del livello del segnale e quando si usano resistori al carbonio come R1, R7, R22, R23, R24, questo aumento può raggiungere i 20..30 dB! L'uso di resistori a film metallico elimina questo problema: il loro rumore è 0,1 ... 0,5 μV / V, per i resistori dielettrici metallici è leggermente superiore a 0,5 ... 2 μV / V.

Resistori R1, R2, R7, R20-R31, R35R40, R42-R46, R59, R63, R94-R109, R122, R123 è preferibile utilizzare metallo-dielettrico (MLT, OMLT, C2-23). È anche auspicabile selezionare R38, R44 e R59, R63 in coppia in modo che differiscano di non più del 2...3%.

I requisiti per altri resistori sono molto inferiori. Quindi, i resistori R3-R6, R8-R19, R32, R34, R47-R58, R61, R62, R64-R93, R110-R117 e anche R33, R37, R39, R42, R43 possono essere a base di carbonio senza comprometterne le caratteristiche dell'amplificatore. Resistenza trimmer R60 - cermet SPZ-19a (cermet o "polimero" è adatto anche da quelli importati). L'uso di altri resistori di sintonizzazione, in particolare il design aperto, non è raccomandato a causa della scarsa affidabilità. Come resistori R118-R121, l'autore ha utilizzato quelli importati disponibili (come SQP), ma sono sostituibili con C5-16 o MLT C2-23 da due watt collegati in parallelo, ecc.

Si consiglia di utilizzare condensatori ceramici con una capacità fino a 1000 pF - K10-7v, K10-17, K10-43a, K10-47a, K10-506 (gruppi TKE PZZ-M75), da quelli importati - condensatori del gruppo NPO . I condensatori di gruppi termicamente meno stabili sono realizzati con materiali ferroelettrici con proprietà non lineari, effetti piezoelettrici e pirotecnici e altri "vantaggi". La notorietà dei condensatori ceramici nei circuiti audio è dovuta proprio a queste caratteristiche. I condensatori con basso TKE si comportano, di regola, in modo impeccabile. È inoltre possibile utilizzare condensatori smaltati in vetro SKM, K22U-16, K22-5. Dei condensatori a film di piccola capacità, è consentito utilizzare polistirene (PM, K70-6) e simili importati, tuttavia l'induttanza parassita in essi insita può ridurre i margini di stabilità.

Il controllo di piccoli condensatori si riduce al controllo della loro resistenza di dispersione (almeno 100 MΩ), valore di capacità (tolleranza fino a ± 5%) e tensione di rottura di almeno 25 V (ad eccezione di C46, ​​che deve resistere a 50 V) . Se il misuratore di capacità utilizzato consente di determinare il fattore di qualità (o il reciproco della tangente di perdita), quindi per i condensatori riparabili, il fattore di qualità a frequenze di 100 kHz - 1 MHz dovrebbe essere almeno 2000. Valori inferiori \u7bindica un difetto nel condensatore. Dispositivi consigliati - E12-7, E14-XNUMX.

I condensatori C6, C8, C10-C12, C15, C19, C25, C40-C44 sono condensatori di blocco, quindi non ci sono requisiti speciali per loro. Tuttavia, è auspicabile utilizzare condensatori ceramici KM-5, K10-17, K10-23 e simili con il gruppo TKE non peggiore di NZO (X7R per condensatori importati). Ciò è dovuto al fatto che per i condensatori dei gruppi H70H90 (Z5U, Y5V), a frequenze superiori a pochi megahertz, la capacità reale diminuisce notevolmente. Ha senso controllarli solo per l'assenza di interruzioni (presenza di capacità) e guasti a una tensione di 25-30 V.

Film del condensatore di isolamento C1, preferibilmente polipropilene, polistirene o policarbonato (K78-2b, K71-4, K71-5, K71-7, K77-1, K77-2a). Tuttavia, le loro dimensioni, ad eccezione di K77-2, sono molto grandi, e quindi l'autore ha utilizzato condensatori lavsan K73-17, selezionati in base al fattore di qualità a frequenze di 100 Hz (almeno 700) e 1 kHz (almeno 200) . La differenza di capacità a frequenze di 100 Hz, 1 kHz e 10 kHz non deve superare il 3%.

Purtroppo la probabilità di matrimonio in bassa tensione K73-17 in singoli lotti è molto alta, pertanto, in assenza di strumenti di misura, si consiglia di utilizzare quelli a tensione più elevata (per 160 o 250 V). Per lo stesso motivo, i condensatori ad alta tensione vengono utilizzati come C77, C78. A proposito, noto che uno studio sui condensatori importati di marchi apprezzati dagli audiofili (ad esempio MIT, SOLEN) non ha mostrato vantaggi nemmeno rispetto ai buoni esemplari K73-17, per non parlare del K78-2 e soprattutto del K71 -7.

Il valore di C1 è scelto dalla condizione di ottenere una frequenza di taglio di circa 20 Hz, ma quando si utilizza un amplificatore con un piccolo altoparlante, ha senso aumentare la frequenza di taglio a 40...50 Hz per evitare di sovraccaricare il teste degli altoparlanti a bassa frequenza. La qualità, e spesso la "quantità" dei bassi viene addirittura migliorata riducendo la distorsione causata dall'eccessiva corsa del cono. La variazione della capacità dei condensatori C1 nei canali PA non deve superare il 5%.

Condensatori C5, C9, C31, C32, C35, C37, C39, C45, C47-C51, C77, C78 - Lavsan - K73-17 o simili importati (Mylar, poliestere). Il requisito principale per loro sono le dimensioni ridotte e l'induttanza parassita moderata (non più di 0,02 ... 0,04 μH). Dopo aver acquistato i condensatori, è opportuno verificare la loro resistenza equivalente alle alte frequenze (vedi sotto), in quanto vi è un difetto nel contatto della placcatura in alluminio delle piastre con la colata finale del condensatore a base di zinco o stagno-piombo saldare. Questo è molto importante per C47 - C49, C77 e C78. Il componente attivo della loro resistenza non deve superare 0,2 ... 0,3 Ohm.

Condensatori C52 e C79 - polipropilene, K78-2 o simili importati con bassa induttanza (soppressione delle interferenze). La loro sostituzione con condensatori di altro tipo è indesiderabile, ma la capacità non è critica: il valore di C52 è compreso tra 4700-2200 pF, C79 - 1500 - 3300 pF. Il controllo è ridotto al controllo per tensione consentita (almeno 50 V), capacità e fattore di qualità (almeno 1000 a una frequenza di 100 kHz o 1 MHz).

Condensatori di ossido C2, C4, C13, C14, C20, C27, C30, C33, C53-C76, C80, C81 - domestico K50-35, K50-68. Quando si scelgono condensatori importati, non è tanto importante il produttore, ma le loro caratteristiche reali. I migliori sono i condensatori con bassa induttanza e bassa resistenza in serie equivalente - ESR (in quelli importati questo è il gruppo "Low ESR"). Sono principalmente destinati alla commutazione di alimentatori. Condensatori simili sono prodotti da molti produttori, ma sono più costosi di quelli convenzionali e il loro acquisto è spesso possibile solo su ordinazione. Dai condensatori convenzionali, si possono consigliare i prodotti Hitachi, Marcon, Nichihon, Rifa, Rubicon, Samsung. A proposito, un'attenta analisi dei cataloghi dei produttori di condensatori di ossido mostra che i cosiddetti condensatori "For Audio" di grande capacità, nella migliore delle ipotesi, risultano essere nient'altro che condensatori del gruppo "Low ESR" con una marcatura modificata.

Il controllo dei condensatori di ossido di capacità relativamente piccola (C2, C4, C13, C14, C20, C27) si riduce alla misurazione della loro corrente di dispersione alla tensione nominale (non più di 10 ... 20 μA), nonché alla valutazione della loro induttanza ed ESR . Il metodo per misurare la corrente di dispersione è ovvio e la determinazione della resistenza e dell'induttanza in serie viene eseguita come segue.

Attraverso un condensatore collegato in serie con un resistore senza filo R = 300-750 Ohm (0,5-1 W) a un generatore di segnale sinusoidale con una tensione di uscita di almeno 5 V, viene fatta passare una corrente alternata di varie frequenze e il la tensione ai suoi capi viene misurata con un millivoltmetro o un oscilloscopio. Un grafico della dipendenza della tensione sul condensatore dalla frequenza nell'intervallo 1 kHz ... 1 MHz è tracciato in coordinate logaritmiche lungo entrambi gli assi (Fig. 8). Di solito ha la forma di un angolo ottuso con l'alto verso il basso, e l'andamento del ramo sinistro è determinato dalla capacità effettiva del condensatore, l'aumento di tensione alle frequenze più alte è associato all'induttanza parassita del condensatore, e il " nitidezza" dell'angolo dipende dalla resistenza serie.

Questi valori con sufficiente precisione per la pratica possono essere determinati dal grafico nel modo seguente.

Innanzitutto, trova la tensione U1 corrispondente al minimo della curva. In secondo luogo, costruiscono tangenti ai "rami" ascendenti della curva e segnano il punto della loro intersezione (Fig. 8). La tensione e la frequenza corrispondenti al punto di intersezione sono indicate rispettivamente come U2 e fo.

Successivamente, è facile trovare l'ESR, la capacità effettiva e l'induttanza parassita del condensatore utilizzando le formule:

dove Rep - EPS, UG - tensione del generatore.

Naturalmente è sufficiente costruire un grafico solo per una o due istanze di condensatori, l'impedenza del resto viene controllata in due o tre punti a frequenze corrispondenti alla resistenza minima in serie e ad una frequenza di circa 1 MHz. Il valore consentito di EPS non è superiore a 0,1 ... 0,15 Ohm per condensatori da 4700 e 3300 microfarad e non superiore a 1,5 Ohm per condensatori da 220 microfarad. Le loro induttanze consentite sono, rispettivamente, non superiori a 0,02 ... 0,05 μH.

Se è impossibile controllare i condensatori di ossido ad alta capacità per "assicurazione", possono essere deviati con film o ceramica alla tensione appropriata con una valutazione di diversi microfarad.

Il controllo dei diodi a bassa potenza, oltre al monitoraggio della tensione diretta (non più di 0,7 V a una corrente di 20 mA), si riduce alla valutazione della loro corrente di dispersione a una piccola tensione inversa di 3 ... misurazioni di almeno 6 MΩ , ad esempio VK100-7, VK9-7. Quindi, per VK15-7, al limite di 9 MΩ, la corrente della deflessione totale dell'ago è di 100 nA e la sua deviazione evidente si verifica già a una corrente di 60 nA. Quando si misura la corrente inversa, i diodi devono essere protetti dalla luce.

I requisiti più severi per la corrente di dispersione sono imposti su VD1, VD2, VD15, VD16 (non più di 2...3nA a una temperatura di +60...80°C); per VD9-VD14 è consentita una corrente non superiore a 10 ... 15 nA. Di particolare rilievo sono i requisiti per i diodi VD26, VD27: si tratta di una caduta di tensione diretta non superiore a 0,7 V (a una temperatura di 20 ° C e una corrente di 20 mA) e una corrente di dispersione non superiore a 3 . .. 5 μA a una tensione inversa di 120 V e una temperatura di +60 .. .80°С. Per il resto dei diodi a piccolo segnale è sufficiente limitarsi a un semplice controllo con un ohmmetro.

I diodi raddrizzatori VD28 - VD31, e in particolare VD36-VD41, devono essere testati per la tensione inversa di guasto - almeno 100 e 150 V, rispettivamente (con corrente inversa fino a 100 μA e temperatura + 60 ... 80 ° C). Inoltre, è necessario controllare la tensione diretta sui diodi VD36-VD41 quando scorre un impulso di corrente di 50.. .60 A.

Lo schema per tale controllo è mostrato in Fig. 9. La tensione diretta sui diodi osservata sull'oscilloscopio per il ponte VD38-VD41 non deve superare 1,3 ... potenzialmente inaffidabile.

I diodi Zener VD22-VD25 vengono controllati nel solito modo per una tensione di stabilizzazione a una corrente di 7 ... 8 mA Quando si installano i diodi zener in un amplificatore, è auspicabile che la tensione di stabilizzazione di VD23 sia uguale o circa 70 . .. 100 mV maggiore di quello di VD24.

È sufficiente controllare i transistor VT1-VT10, VT44, VT45 per il coefficiente di trasferimento della corrente di base e la tensione di rottura Il coefficiente Uke h21E per VT1-VT4 dovrebbe essere compreso tra 80 ... ...600 mA. La tensione di rottura per VT5-VT12 con la base spenta e una temperatura di 50 ... 250 ° C deve essere di almeno 5 V, per VT10, VT1, VT4, VT80, VT100, VT25 - almeno 5 V e per VT8 , VT9 - non meno di 10 V. Il criterio per l'inizio di un guasto è un aumento della corrente superiore a 44 μA. Quando si scelgono i transistor, le istanze con il coefficiente h45E più elevato sono utilizzate al meglio come VT80, VT6. I transistor VT7, VT40 e VT50 devono avere h21E almeno 6 e la corrente di collettore iniziale Ikeo non superiore a 7 μA a una temperatura di 11 ... 12 ° C e tensione Uke \u15d 21 ... 50 V.

L'attuale coefficiente di trasferimento per VT13, VT14 non è critico; è importante solo che a una corrente di collettore di 10 mA e Uke = 6 ... 10 V dovrebbe essere superiore a 40. I requisiti per i transistor VT16-VT19 sono più severi: il loro h21e a una corrente di collettore di circa 10 mA e Uke = 5 V deve essere almeno 60 (preferibilmente 70...100). Un requisito simile si applica a VT20-VT27. Non è necessario selezionare i transistor in base al coefficiente h21e, è sufficiente che lo spread non superi il 50 ... 80%.

Per i transistor di uscita (VT28-VT43), i coefficienti h21e devono essere almeno 40 a una corrente di 1 A. Non è consigliabile utilizzare transistor con h21e>80, poiché la loro area operativa sicura è inferiore. La tensione di rottura Ukeo quando la base è spenta deve essere di almeno 100 V con una corrente di 20 μA per VT13, VT14, VT1 b-VT19 e di almeno 80 V per VT20 - VT43 (con una corrente di rottura iniziale di 0,2 mA per VT20 -VT27 e 2 mA per VT28-VT43). Temperatura test di tensione Ukeo-60...80°C.

Per VT13, VT14, VT16-VT43 è necessario un controllo più approfondito. Ciò è dovuto al fatto che è molto probabile che i difetti in uno qualsiasi di questi transistor portino al guasto di un certo numero di altri.

A questo proposito, è inoltre auspicabile che controllino la corrente critica e la resistenza di volume del collettore. Una resistenza eccessivamente elevata (tipica per i transistor ad alta tensione) porta a un ingresso anticipato del transistor nella modalità quasi saturazione. Il transistor in questa modalità rimane operativo, ma le sue proprietà di amplificazione e frequenza sono nettamente ridotte: la frequenza di taglio diminuisce di uno o anche due ordini di grandezza, il coefficiente di trasferimento di corrente diminuisce e la capacità effettiva del collettore aumenta.

Un così forte aumento dell'inerzia dei transistor, oltre a degradare le caratteristiche dell'amplificatore, comporta il rischio della sua autoeccitazione a frequenze di 0,6 ... 2 MHz, seguita da un guasto dovuto al surriscaldamento delle correnti passanti.

A questo proposito, l'ingresso dei transistor VT13, VT14, VT16-VT42 nella modalità quasi saturazione è escluso a causa della scelta delle loro modalità con correnti operative relativamente basse. Un'ulteriore diminuzione delle correnti porterà ad una diminuzione dello slew rate e del margine di stabilità dell'amplificatore.

Tuttavia, poiché la variazione della resistenza del volume del collettore non è standardizzata dai produttori di transistor, è necessaria una verifica. In condizioni amatoriali, consiste nel determinare la dipendenza di h21e dalla tensione Uke.

La tecnica consiste nell'impostare la data corrente di collettore del transistor ad una tensione Uke = 5...10 V regolando la corrente di base e quindi abbassando questa tensione ad un valore corrispondente ad una diminuzione della corrente di collettore di 10...15 % (con la stessa corrente di base). Questa tensione, alla quale inizia un forte calo della corrente del collettore, sarà la soglia per l'inizio della quasi saturazione del transistor (a una data corrente del collettore).

La tensione di soglia dei transistor KT9115 non deve essere superiore a 5 V con una corrente di collettore di 14 mA e KT969 - 3 V con la stessa corrente. Come VT13, è preferibile utilizzare transistor con la tensione di soglia di quasi saturazione più bassa. Il valore h21e, preso come iniziale, deve essere misurato per loro a Uke = 10 ... 12V.

I transistor KT961 e KT639 sono testati a una corrente di 100 ... 150 mA, misurando il coefficiente iniziale h21e a Uke = 5V. La tensione di soglia a questa corrente non deve superare 1,5 V per KT639 e 1,2 V per KT961.

I transistor KT818 e KT819 vengono controllati a una corrente di 2 A, mentre l'h21e iniziale deve essere misurato a Uke = 5 V e la tensione di soglia non deve superare 1,8 V per KT818 e 1,5 V per KT819.

Il controllo della corrente critica per i transistor KT818 e KT819 consiste nel misurare h21e a Uke = 5 V e due valori di corrente del collettore: 1 A e 3 A. La diminuzione di h21e misurata a una corrente di 3 A è consentita fino al 65% del valore corrispondente ad una corrente di 1 A.

I transistor KT818 e KT819 con indici G1 sono esatti analoghi di KT818GM e KT819GM ​​​​e differiscono solo per il tipo di custodia (plastica - KT43-1).

Poiché quando si controllano transistor e correnti superiori a 50 mA, rilasciano una potenza sufficientemente grande per il riscaldamento, le misurazioni devono essere effettuate molto rapidamente (entro pochi secondi) o installando transistor su un dissipatore di calore.

Il controllo dell'amplificatore operazionale DA1, DA3, DA4 è il seguente.

Le caratteristiche di frequenza e velocità vengono controllate nel circuito di Fig. 10 utilizzando un oscilloscopio e un generatore. Il criterio di accettazione è la velocità di salita e discesa di un segnale rettangolare di grande ampiezza (5 V all'ingresso) di almeno 60 V/µs e l'assenza di distorsione visibile della forma di un segnale sinusoidale con un'ampiezza di 4 V fino a una frequenza di 1,5...2 MHz. Il consumo di corrente dell'amplificatore operazionale senza segnale (misurato dalla caduta di tensione attraverso i resistori del filtro di potenza) deve essere compreso tra 5 ... 10 mA, l'ampiezza della tensione di uscita massima a una frequenza di 20 kHz è almeno ± 14 V. L'uscita dalla limitazione non deve essere accompagnata da transitori.

Il rumore e la tensione di polarizzazione vengono controllati con un ingresso in cortocircuito e la chiusura dei contatti S1 e S2, che pone l'amplificatore operazionale in modalità amplificatore di scala con un guadagno di 50 dB (l'attivazione di S2 limita la banda del rumore a 50 kHz) . La tensione del rumore di uscita non deve superare 1,4 mV (7 mV da picco a picco sullo schermo dell'oscilloscopio) e l'offset CC non deve superare ±1,5 V.

L'amplificatore operazionale DA2 viene controllato accendendolo secondo lo schema mostrato in fig. 11. Il criterio di idoneità è la presenza all'uscita di una tensione costante non superiore a 200 mV e la comparsa di un segnale di pickup all'uscita dell'amplificatore operazionale quando la mano tocca il terminale 3 DA2.

L'amplificatore operazionale DA5 viene controllato in modo simile. Alla sua uscita in stato stazionario (dopo 1-2 minuti), la tensione costante non deve superare gli 80 mV e l'oscillazione della tensione del rumore sullo schermo dell'oscilloscopio non deve superare 1 mV (da picco a picco). Quando si misura il rumore, è necessario garantire una buona schermatura.

La scheda con dimensioni di 310 x 120 mm (vedi Fig. 12) è realizzata in fibra di vetro a doppia faccia con uno spessore di 1,5-2 mm con metallizzazione dei fori. È progettato per l'installazione nello stadio di uscita fino a 12 pezzi per braccio di potenti transistor in custodie KT-28 (ad esempio, KT818G e KT819G) o TO-220 (con un passo di piombo di 2.5 mm).

Riso. 12 (clicca per ingrandire)

CARATTERISTICHE PCB E MONTAGGIO AMPLIFICATORE

Sulla fig. 13 mostra la disposizione degli elementi sulla scheda di un canale (vedi Fig. 12). Oltre alla maggior parte degli elementi indicati nello schema elettrico (Fig. 4). La scheda prevede l'installazione di una serie di componenti aggiuntivi. Per mantenere coerente la numerazione degli elementi vecchi e nuovi sulla scheda, sono stati assegnati numeri di serie successivi o indici di lettere, ad esempio VT23A. R86B.

Riso. 13 (clicca per ingrandire)

Conclusioni K0, K1 - alimentazione comune

K2 - segnale comune, cortocircuito - ingresso segnale;

FBH - uscita +OS; FBL - uscita -OS.

La scheda è progettata per installare i più comuni transistor ad alta potenza KT818G e KT819G fino a 12 pezzi per spalla. A questo proposito, il numero di transistor nel secondo stadio del follower (VT20-VT27B) è stato aumentato da quattro a sei per braccio e sono state aumentate anche le correnti di riposo di VT16-VT27B. Inoltre, è stato necessario modificare i valori di un numero di resistori: R76. R77 ora è 130-150 ohm (invece di 390 ohm). R78-R81 - 8,2 a Ohm ciascuno (invece di 15 Ohm). Anche il valore di R64, R66 ha senso ridurre a 10 ohm. I transistor VT16-VT19 devono essere dotati di dissipatori di calore a piastre in lega di alluminio con uno spessore di 1,5 ... 2 mm e una superficie di almeno 25 cm ^ - uno per ogni coppia di transistor. Per VT13 e VT14 sono previsti anche piccoli dissipatori (8...10 cm^). Per ridurre il riscaldamento VT13. VT14, puoi anche aumentare leggermente le valutazioni di R59 e R63 a 160 ohm (invece di 150 ohm).

Inoltre, le valutazioni di R82-R85 sono ridotte a 13 ohm (invece di 68 ohm) e R86 - R93 - a 3,3 ohm (invece di 4,7 ohm). Le modifiche hanno interessato anche i valori nominali dei circuiti di correzione: C16 ora ha una capacità di 470 pF (invece di 270). R25 e R26 - 2.7 kOhm ciascuno (invece di 4,7 kOhm e 1 kOhm, rispettivamente). R33 è ora valutato a 47 ohm (invece di 220). R38 e R44 - 2.2 kOhm ciascuno (invece di 2 kOhm). R64 e R66 - 10 ohm ciascuno (invece di 15). Condensatori C17. C18 può essere sostituito da un tubolare da 3-3,3 pF o da due da 6,2 pF ciascuno (se necessario, viene selezionato in base al tipo di transitorio).

Per aumentare la caduta di tensione minima attraverso VT20-VT43 all'apertura di VD26, VD27, è preferibile accendere un diodo KD16A nella direzione in avanti in serie con l'emettitore dei transistor VT19-VT521. Non c'è posto per loro sul tabellone. pertanto, è più conveniente saldare il diodo nello spazio tra il terminale di emettitore corrispondente e la piazzola di contatto.

Oltre all'indicazione di distorsioni del PA stesso (causate da una limitazione “hard” del segnale in uscita), è stata introdotta la possibilità di indicare il funzionamento di un limiter “soft”. Ciò si ottiene modificando il suo schema (vedi Fig. 14). Quando viene attivato il limitatore "soft", sul resistore R126 appare una tensione del segno corrispondente, il cui valore assoluto raggiunge 0,6 V quando la soglia del limite soft viene superata di soli 90 ... 100 mV. Un ulteriore aumento di questa tensione superiore a 1,2 ... 1,3 V è bloccato dai diodi VD46-VD49.

Inoltre, è possibile emettere lo stadio di uscita dell'amplificatore operazionale DA 1 in modalità di classe "A" per ridurre la sua non linearità e gli effetti del rilevamento di interferenze ad alta frequenza quando si opera su un carico a resistenza relativamente bassa (3.5 kOhm) . La sorgente di corrente di 4 ... 6 mA è realizzata su un transistor ad effetto di campo VT46 del tipo KP303E o KP364E e un resistore R125 (circa 150 Ohm). Poiché le distorsioni di KR140UD1101 anche senza una sorgente di corrente sono molto piccole e non danno un contributo eccessivo al livello complessivo della distorsione UMZCH. l'installazione di VT46 e R125 è opzionale. Quando si installa VT46, è necessario controllare la sua tensione di rottura drain-gate, non dovrebbe essere inferiore a 40 V.

Per limitare l'induttanza parassita dell'impianto, le uscite dei transistor dello stadio di uscita VT20-VT43 sono saldate direttamente al circuito stampato. Questa misura è dovuta a che l'induttanza parassita del terminale di emettitore di un potente transistor riduce la sua effettiva frequenza di taglio. Con questo in mente, diventa ovvio che per implementare la velocità di transistor di uscita anche relativamente "lenti" con una frequenza di taglio di 5 ...

A tale scopo, in particolare, i transistor di uscita, nonché i diodi VD37-VD41 (in Fig. 13 sono rappresentati in rosso), sono posti sotto il circuito stampato dal lato del dissipatore e isolati da esso con una guarnizione in gomma termoconduttiva del tipo Nomacon o simile, in casi estremi, di lavsan. È inoltre possibile utilizzare ceramiche di mica, berillio o nitruro di alluminio in combinazione con una pasta termoconduttrice. Quando si utilizzano guarnizioni, soprattutto di spessore sottile, è necessario controllare attentamente la pulizia delle superfici di accoppiamento per evitare che limature metalliche o bave possano depositarsi su di esse.

Due dissipatori di calore per due canali sono integrati nell'alloggiamento dell'amplificatore sotto forma di pareti laterali. Un disegno del dissipatore di calore è mostrato in fig. 15.

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Il bloccaggio VT28-VT43 e VD36-VD41 viene effettuato utilizzando una piastra in acciaio (Fig. 16).

Con il posizionamento "planare" di potenti dispositivi a semiconduttore, la scheda è strutturalmente combinata con un dissipatore di calore. Questa circostanza richiede l'uso di una speciale tecnologia di assemblaggio dell'amplificatore.

Innanzitutto, tutte le parti sono montate sul circuito stampato, ad eccezione dei condensatori C80, C81, transistor VT15, VT20-VT43 e diodi VD36-VD41. Inoltre, questi transistor (eccetto VT15) e diodi con conduttori stampati sono disposti sulle sedi del dissipatore di calore, ad esempio, utilizzando un conduttore e pressati con una piastra (su di esso sotto) in questo modo. in modo che possano essere spostati con poco sforzo. Quindi viene posta una tavola sulle loro conclusioni, utilizzando la mobilità degli elementi per allineare le conclusioni con i fori. Successivamente, la tavola viene fissata su pali di montaggio alti 10 mm (quattro fori vicino agli angoli della tavola) o su diversi supporti temporanei, ad esempio cubi di legno duro da 20 mm. Successivamente, saldare tutte le conclusioni VT43-VT36 e VD41 -VD20. Successivamente, il morsetto viene rilasciato e la scheda, insieme a diodi e transistor, viene rimossa dal radiatore. Verificare la qualità della saldatura VT43-VT36, VD41-VD40 (terminali VD41, VD80, che sono sotto C81. C0,6. Non devono sporgere dalla scheda di oltre 80 mm) e montare i condensatori C81. C28. L'installazione di transistor e diodi può essere eseguita in più fasi, è più conveniente iniziare con VT43-VT15. Il transistor VTXNUMX, che funge da sensore di temperatura, è saldato nella scheda in modo che il suo corpo entri in un foro cieco. forato nel dissipatore di calore. Questo design fornisce la minima capacità parassita in questo circuito amplificatore ad alta resistenza.

Quindi non resta che lubrificare tutte le superfici di contatto con un sottile strato di pasta termoconduttrice, riempire di pasta il foro nel dissipatore di calore per VT 15 e montare con cura tutto "pulito".

Quando si dispongono i transistor, si dovrebbe essere guidati dalla regola: i transistor con l'h21e più piccolo si trovano sul lato della parte a basso segnale della scheda dell'amplificatore e con il più grande - sul lato XP4.

I transistor VT20-VT27 sono fissati al dissipatore di calore tramite guarnizioni isolanti utilizzando prigionieri con dadi o bulloni esagonali M2.5. I dadi (o bulloni) vengono serrati con una chiave fissa. Per evitare che gli elementi di fissaggio si chiudano con il collettore del transistor, sui perni vengono inseriti pezzi di un tubo isolante a parete sottile con un diametro di 2,8 ... 3 mm e una lunghezza di 2 mm. Non è difficile realizzare un tubo del genere avvolgendo, ad esempio, diversi giri di nastro adesivo lavsan ("nastro adesivo") su un mandrino con un diametro di 2,5 ... 2,6 mm leggermente lubrificato con olio per macchine.

I piani di atterraggio di transistor e diodi devono essere messi a terra su una barra prima dell'installazione. Successivamente, per evitare di intaccare le guarnizioni, vengono rimossi piccoli smussi (0,2 ... 0,3 mm) dai bordi dei fori di montaggio e delle custodie dei transistor.

Per collegare il relè di commutazione del carico, sulla scheda è installata una sezione a 26 pin del connettore pin ХР2 del tipo PLS [10]. utilizzato nei computer. Un circuito del filtro di uscita è collegato ai contatti pari del connettore e l'uscita di un potente stadio amplificatore è collegata ai contatti dispari. In caso di dubbi sulla qualità dei connettori disponibili, il cavo proveniente dal relè può essere saldato direttamente sulla scheda.

Anche il segnale di uscita dalla scheda di ciascun canale dell'amplificatore viene alimentato tramite un cavo a nastro a 26 fili attraverso il connettore XRP. I "segnali" sono contatti dispari e anche i contatti sono collegati a un filo comune. In questo caso, gli elementi del filtro di uscita L1, L2, R118-R.121, C77-C79. ed i ponticelli S2 e S3 si trovano su una piccola scheda schermata posta vicino ai terminali di uscita dell'amplificatore in modo che i ponticelli siano accessibili dal pannello posteriore. La distanza tra le bobine è di almeno 25 mm ed è meglio posizionarle ad angolo retto tra loro.

La bobina L1 (1,3 μH) ha 11 e L2 (1.8 μH) - 14 spire di filo PEV con un diametro di 1.7 ... 2 mm. Sono avvolti bobina per bobina su un telaio con un diametro di 18 mm. Le bobine sono fissate con resina epossidica.

Lo schermo del pannello del filtro è realizzato in materiale non magnetico. Deve essere distante almeno 25 mm dalle bobine. Per mantenere la stabilità dell'amplificatore, la lunghezza dei cavi a nastro non deve superare i 350 mm.

Per semplificare l'installazione dell'amplificatore, i ponti a diodi dei raddrizzatori ±53 V (VD8, VD9 - in Fig. 7) sono stati trasferiti dall'unità di automazione alle schede PA. Ogni ponte (sulla scheda - VD42-VD45) è assemblato su diodi KD243B separati. KD243V o KD247B. Per ridurre la corrente di picco condensatori C80. C81 deve essere preso con una capacità inferiore: 1000 microfarad.

Le uscite degli avvolgimenti del trasformatore di potenza T1 sono collegate alla scheda dell'amplificatore tramite un connettore MPW-4 XP8 a otto pin [11] con un passo del cavo di 5.08 mm. L'affidabilità e la bassa resistenza di contatto si ottengono duplicando i contatti dei circuiti ad alta corrente. Invece di un connettore, puoi installare un connettore terminale o semplicemente saldare i fili nei fori del circuito stampato.

Per facilitare l'installazione, tutte le connessioni tra la scheda dell'amplificatore e l'unità di automazione sono indirizzate a un connettore - XP1. Pertanto, invece di un connettore a tre pin (XP1 - in Fig. 4), la scheda ha un connettore del tipo IDC14 a 14 pin. Lo scopo e la numerazione dei suoi contatti sono cambiati secondo la tabella. 1.

Di conseguenza, viene corretta anche la numerazione dei contatti della parte di accoppiamento del connettore (XS1 - in Fig. 5). attraverso il quale l'indicatore di sovraccarico e il pulsante "Reset" sono collegati alla scheda dell'amplificatore. Il resistore R16 (R26 - per un altro canale) del filtro passa-basso del dispositivo di rilevamento della tensione CC (vedere Fig. 7) è collegato all'uscita dell'amplificatore tramite il pin 5 del connettore XP1 e un resistore di protezione aggiuntivo R124 (con una resistenza di 0,3 - 4,7 kOhm - nel diagramma non è mostrata, ma è sulla scheda). Il segnale di attivazione del limitatore morbido (vedi Fig. 14) entra nell'indicatore (maggiori informazioni nella parte successiva dell'articolo) attraverso un nodo di soglia aggiuntivo, simile all'indicatore di distorsione.

Nella variante in cui non viene introdotto l'indicatore di limite morbido, i diodi VD46-VD49 non sono installati sulla scheda dell'amplificatore e al posto del resistore R126 viene saldato un ponticello. Elementi di VT46. R125 non è installato se l'amplificatore operazionale DA3 non deve essere commutato in modalità di classe "A".

Al posto del ponticello S1 (vedi Fig. 4), la scheda ha una sezione a quattro pin del connettore PLS. svolgere più funzioni contemporaneamente. Innanzitutto, è possibile modificare la modalità operativa del compensatore della caduta di tensione sui cavi degli altoparlanti. L'impostazione di un ponticello tra i pin 2 e 1 corrisponde alla modalità a quattro fili e un ponticello tra i pin 2 e 4 abilita la modalità a tre fili (come in [3]). In secondo luogo, durante il test dell'amplificatore, questo connettore viene utilizzato per fornire un segnale di test all'amplificatore attraverso il resistore R30, bypassando il filtro passa-basso di ingresso e il limitatore morbido. Ciò consente di sommare i segnali di due generatori per misurare la distorsione di intermodulazione e osservare i transitori nell'amplificatore con un segnale a impulsi ad onda quadra.

Esperimenti con due prototipi dell'amplificatore hanno mostrato che per i transistor KT9115 e KT969 a nostra disposizione, oltre il 70% dei transistor testati aveva una frequenza di taglio significativamente inferiore. Il sostituto consigliato per KT9115 è 2SA1380. per KT969 - KT602BM o 2SC3502. Questi transistor sono molto meno inclini all'autoeccitazione rispetto a 2SAl538n2SC3953.

Inoltre, durante il test degli amplificatori in modalità limitanti, è stata rilevata un'affidabilità insufficiente dei transistor dello stadio finale, come KT639. così è BD139. BD140. Uno studio dell'area di funzionamento sicuro delle copie disponibili di questi transistor, condotto dall'autore, ha dimostrato che è insufficiente per garantire un funzionamento affidabile dell'amplificatore a temperature elevate.

Per aumentare l'affidabilità dell'amplificatore, specialmente negli insediamenti con un'alimentazione instabile, si consiglia di abbassare la tensione di alimentazione in base alla potenza massima effettiva richiesta nel carico. Quando si alimenta lo stadio di uscita dell'amplificatore con una tensione superiore a ±28 V, è necessario utilizzare transistor 639SB961 importati economici anziché KT2Zh e KT649A. 2SB649A (strutture p-n-p) e 2SD669. 2SD669A (strutture npn). e con alimentazione ±40 V - 2SA1837 e 2SC4793.

Se nell'amplificatore vengono utilizzati componenti diversi da quelli consigliati, un segnale continuo o peggio ancora, la generazione RF dei singoli transistor che dipende dal segnale utile. Questo difetto è molto probabile in VT13. VT14, VT6 e VT8. Per sopprimere la generazione dei transistor VT13 e VT14, vengono forniti rispettivamente i circuiti B64C41 e R66C42, ma l'uso dei diodi zener VD23. VD24 con una grande capacità, insieme a transistor ad alta frequenza (2SA1538 e 2SC3953), potrebbe richiedere l'inclusione di resistori da 22 ... 47 Ohm nei circuiti di base. Pertanto, i pad per questi resistori sono forniti sul retro della scheda (dimensione 0805 per montaggio superficiale). Allo stesso scopo, sono previsti posti per l'installazione tra la base e l'emettitore dei transistor VT5. Circuiti RC seriali VT8 con valori nominali rispettivamente di 10 ... 20 ohm e 100 ... 300 pF.

Per garantire contro la possibilità di degrado delle giunzioni p-n VT6. VT8 durante i transitori, quando viene fornita alimentazione ai loro circuiti del collettore, è necessario accendere il diodo KD521A in avanti: con un'uscita è saldato nel foro per il collettore (VT6. VT8). e il collettore del transistor corrispondente è collegato all'altro terminale.

Resistenze di potenza R94 - R109. R122. R123 può essere ridotto a 0.5W. A proposito, il design della scheda consente di utilizzare resistori da 0.25 W invece di 0,125 W.

Per aumentare la densità di montaggio sulla scheda, sono stati posizionati alcuni elementi sotto altri (ad esempio, il diodo VD19 si trova sotto i transistor VT5, VT7). Pertanto, gli elementi di grandi dimensioni, come i condensatori a film, vengono installati dopo aver montato resistori e diodi.

I punti di montaggio per i condensatori C53 - C76 consentono l'installazione delle due dimensioni più comuni: con un diametro di 22 o 25 mm con una distanza tra i terminali di 10,3 o 12,7 mm, rispettivamente. È anche possibile installare condensatori con terminali a forma di artiglio.

Quando si utilizza un set incompleto di condensatori C53 - C76, è meglio posizionarli più vicino alla linea centrale della scheda. Condensatori C30, C3. C80 e C81 devono avere un diametro non superiore a 18 mm e una distanza tra i terminali di 7,5 mm.

Il luogo di installazione sotto C1 è progettato per il montaggio di condensatori K73-17. K77-2. K78-2 o importato (distanza tra i pin 3.5 o 15 mm).

Le conclusioni dei condensatori ceramici sono stampate in questo modo. in modo che la distanza tra loro sia di 5 mm. Inoltre sono stati introdotti i condensatori C11A. C19A - blocco dei circuiti di alimentazione \u16,5d 0.1 V, la loro capacità è di XNUMX uF.

A causa del fatto che uno dei lati del circuito stampato è quasi completamente occupato da uno strato di un filo comune, è difficile controllarlo "attraverso la luce" quando si cercano cortocircuiti tra le piste, quindi deve essere fatto con la massima cura.

Dopo aver assemblato due prototipi delle schede, sono state effettuate prove preliminari dell'amplificatore assemblato tenendo conto delle suddette raccomandazioni. Allo stesso tempo, contrariamente alle precedenti misurazioni dell'amplificatore di potenza stesso (senza filtro di ingresso e limitatore morbido), sono state misurate le distorsioni del percorso passante, insieme al filtro e al limitatore. I test si sono svolti sul complesso Audio Precision System One, che in realtà è lo standard mondiale nella tecnologia audio. I metodi di misurazione della distorsione utilizzati in questo complesso sono standardizzati dalla IEC. prendere in considerazione non solo i prodotti della distorsione, ma anche il rumore a banda larga (nella banda 22, 80 o 200 kHz). Questa caratteristica, sebbene sovrastimi il livello di distorsione con una diminuzione del livello del segnale (sono mascherati dal rumore), ma consente di rilevare prodotti di vari effetti parametrici: da un aumento del rumore con un aumento del livello del segnale alla rilevazione di instabilità dinamica e rumore di montaggio.

In fig. 4. Questo grafico mostra chiaramente l'andamento a dente di sega delle caratteristiche causate dalla commutazione automatica dei limiti alla massima sensibilità dell'analizzatore. L'inizio del "limitatore morbido" corrisponde a una potenza di circa 38 ... 1 watt. e con una potenza di uscita da 20 a 17 W, il valore THD + N nella banda fino a 80 kHz non supera lo 100%. inoltre, il livello di distorsione alla frequenza di 12 kHz (curva inferiore) risulta essere anche leggermente inferiore rispetto alla frequenza di 80 kHz. Con una potenza di 200 W, lo sfondo totale, il rumore, l'interferenza e la distorsione nella banda fino a 0.003 kHz della scheda UMZCH (senza schermatura e alloggiamento) non hanno superato il livello di 20% (-1) dB.

Di altre caratteristiche, è interessante la dipendenza del livello di distorsione di intermodulazione dinamica (DIM-100) per una frequenza di 15 kHz dalla tensione del segnale di ingresso (Fig. 18).

Un attento studio dei layout dell'amplificatore ha rivelato e confermato molte altre caratteristiche interessanti, ad esempio la scomparsa del "gradino" nello stadio di uscita all'aumentare della frequenza del segnale anche prima dell'accensione dell'OOS.

Strutturalmente, l'amplificatore di potenza è realizzato in una custodia metallica, divisa in più scomparti. Gli elementi si trovano principalmente su circuiti stampati. Oltre alle schede dell'amplificatore di potenza montate sui radiatori delle pareti laterali, nella custodia sono installate schede del filtro di uscita, schede relè di protezione del carico e una scheda di automazione. Sul pannello frontale dell'amplificatore è posta una scheda con i LED HL1 - HL4 per l'indicazione della distorsione e dell'intervento della protezione e un pulsante SB1 per il ripristino del trigger di protezione (vedi schema in Fig. 19). Tutte le schede sono interconnesse tramite connettori serie IDC e cavi piatti con conduttori 14 e 26. Le connessioni a saldare vengono utilizzate solo nei circuiti di segnale e nei circuiti di potenza ad alta corrente.

I trasformatori di potenza (TT. T2) sono montati direttamente sul telaio dell'amplificatore in uno degli scomparti schermati. Gli optotiristori VS1 e VS2 sono installati tramite una guarnizione isolante su un dissipatore di calore a piastre con una superficie di circa 100 cm0,022, che si trova nello stesso vano dei trasformatori. Inoltre è isolato dalla custodia dell'amplificatore. Per sopprimere le scintille sui contatti dell'interruttore di rete, vengono inoltre introdotti circuiti RC seriali (240 μF. XNUMX Ohm) in parallelo con i contatti.

I circuiti di ingresso dell'amplificatore hanno una schermatura aggiuntiva. Per aumentare l'immunità al rumore dell'amplificatore, sono previsti trasformatori di modo comune nei suoi circuiti di ingresso e uscita (T1. T4 - T7 in Fig. 19). I trasformatori in fase T1 in ciascun canale devono essere realizzati su anelli di ferrite di grandi dimensioni (40 ... 80 mm di diametro) con una permeabilità magnetica di almeno 1000 e un'area della sezione trasversale di almeno 1 cm2 . Il numero di spire degli avvolgimenti di quattro fili messi insieme è compreso tra 10 e 15 e i conduttori ad alta corrente devono avere una sezione trasversale di almeno 1.5 mm2. Gli avvolgimenti per il circuito OS sono più facili da realizzare dal filo MGTF-0.12. I trasformatori di modo comune T4 - T7 possono essere realizzati con filo MGTF-0.07 su anelli di ferrite K17x8x5 o simili, il numero di spire è di circa 20 (avvolgimento fino al riempimento della finestra). Vengono introdotti anche i resistori R47 - R50 per smorzare le risonanze parassite. Anche il design dei ponticelli S2 e S3 è stato modificato (vedi Fig. 4 in Radio n. 11, 1999): sono riuniti in un unico gruppo a sei pin. Per accendere l'amplificatore in modalità a quattro fili, chiudere i contatti 3 e 5, 4 e 6. in modalità a due fili - 1 e 3, 2 e 4.

CONFIGURAZIONE AMPLIFICATORE

L'amplificatore descritto ha un gran numero di elementi attivi con collegamento diretto, pertanto, in condizioni amatoriali, è consigliabile installarlo a stadi.

Per la configurazione è necessaria la seguente attrezzatura: un oscilloscopio con una larghezza di banda di almeno 20 MHz (meglio - 150 ... 250 MHz) e una sensibilità di almeno 5 mV per divisione (ad esempio, C1-64. C1-65. C1-70, C1-91, C1-97. C1 -99. C1 -114. C1 -122), un generatore di impulsi rettangolare con un'ampiezza di 3 ... 10 V con una frequenza di ripetizione di 10 ... 250 kHz e una durata frontale non superiore a 15 ns. un generatore di segnale sinusoidale con un'ampiezza fino a 5 V e un limite superiore dell'intervallo di frequenza di almeno 1 MHz (preferibilmente fino a 10 ... 20 MHz, ad esempio GZ-112). Il fattore armonico di questo generatore non è importante. Inoltre, avrai bisogno di un multimetro digitale o puntatore, oltre a due resistori a filo avvolto con una resistenza di 3.9 ... 10 Ohm per una potenza di dissipazione di almeno 25 W (sono inclusi nei binari di alimentazione durante il controllo delle prestazioni ). Naturalmente, è necessario anche un equivalente di carico.

Il generatore di impulsi può essere assemblato sugli elementi di microcircuiti CMOS ad alta velocità. ad esempio, le serie KR1564, KR1554, KR1594, 74ANS, 74AC, 74AST, è meglio utilizzare un trigger Schmitt da microcircuiti TL2 (o simili). Il generatore stesso (multivibratore) può essere assemblato secondo uno qualsiasi degli schemi noti, ma per formare fronti ripidi, il suo segnale deve essere fatto passare attraverso diversi elementi logici collegati in sequenza.

Per controllare gli stadi dell'amplificatore per l'assenza di flash di autoeccitazione sulla RF, è necessario un oscilloscopio con una larghezza di banda di almeno 250 MHz (C1-75. C1-104. C1-108). in sua assenza si può provare a cavarsela con un voltmetro con testina rivelatore avente una banda di almeno 250 MHz (VK7-9. VK7-15).

Se si desidera valutare l'entità e la natura della distorsione non lineare introdotta dall'amplificatore, sarà necessario un generatore di segnale sinusoidale con basso rumore e distorsione (GZ-102. GZ-118. GS-50). dotato di un filtro notch, nonché di un oscilloscopio ad alta sensibilità (non inferiore a 100 μV per divisione) per il monitoraggio del segnale residuo. È utile anche un analizzatore di spettro con una gamma dinamica di almeno 80 dB (SK4-56).

Vale la pena ricordare che per tutte le saldature nell'amplificatore, deve essere disconnesso dalla rete.

Prima di tutto, l'alimentazione e l'automazione sono soggette a verifica. Come già accennato nella parte precedente, ha introdotto la possibilità di selezionare una sorgente di segnale per indicare la distorsione. A tale scopo viene utilizzato il gruppo di contatti S1 (Fig. 19). L'installazione dei ponticelli tra i pin 1 e 3, 2 e 4 corrisponde all'indicazione delle distorsioni del PA stesso, e tra i pin 3 e 5, 4 e 6 - l'indicazione del funzionamento del limitatore "soft".

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Per prima cosa è necessario verificare i valori delle tensioni stabilizzate (dovrebbero essere nell'intervallo ± 16 ... 17.2 V), l'ampiezza delle ondulazioni (l'intervallo non è superiore a 1 mV) e l'assenza di auto -eccitazione degli stabilizzatori DA5 - DA8 con un carico di circa 100 mA (resistenza da 160 Ohm con una potenza di 2 W). Il ripple e l'eventuale generazione vengono controllati con un oscilloscopio con ingresso "chiuso".

Quindi controllare l'unità di automazione. Per fare ciò, i terminali 7 e 8 (o 4 e 11) DAZ e DA4 sono temporaneamente collegati con ponticelli dal filo di montaggio 1MGTF-0.07, ecc.) A un filo comune. Successivamente, dando alimentazione all'unità di automazione, verificare il passaggio dell'impulso di reset al pin 6 di DD3. la presenza di impulsi ai terminali 12 e 8 di DD3 e il passaggio della sequenza di commutazione di optotiristori e relè (vedi Fig. 7 in "Radio", n. 12 per il 1999). Si noti che a causa dell'aumento della corrente di riposo totale dell'amplificatore, il numero di resistori di "avviamento" (R11. R12) è stato aumentato a 3 e il loro valore è stato ridotto a 100 - 120 ohm. Per il controllo dei nodi diagnostici sui comparatori DA3. DA4 rimuovere il collegamento dei propri ingressi con un filo comune Dopo aver rimosso il ponticello corrispondente dai morsetti DA3, al suo ingresso compare un segnale dovuto alle correnti in ingresso e si accendono i LED HL1 o HL2 (scheda U5. Vedi Fig. 19). l'esclusione di uno qualsiasi dei due jumper dai pin DA4 dovrebbe, dopo qualche secondo, spegnere il relè e gli optotiristori.

Al termine del test, rimuovere tutti i ponticelli da DA3 e DA4. È anche utile verificare la correttezza della marcatura dei terminali del trasformatore T1: un collegamento errato degli avvolgimenti può avere conseguenze di vasta portata, fino al guasto di potenti transistor e un saluto dal banco di condensatori di ossido.

Dopo aver verificato l'alimentazione e l'automazione, puoi iniziare a configurare l'amplificatore stesso (ovviamente, separatamente per ciascun canale).

Prima di tutto, il motore del resistore accordato R60 deve essere impostato nella posizione corrispondente alla sua massima resistenza (in senso antiorario fino in fondo). Per interrompere il loop OOS, durante il controllo degli stadi di uscita dell'amplificatore, R33 viene temporaneamente saldato. Per eliminare l'influenza di un limitatore "morbido" durante l'installazione, la resistenza dei resistori R16, R17 deve essere ridotta a 56 ... 62 kOhm. E devi anche fare scorta di un resistore variabile o trimmer multigiro con un valore nominale di 10 - 22 kOhm e un resistore variabile o trimmer ordinario (giro singolo) - a 10 kOhm. Non ci dovrebbero essere ponticelli nel gruppo di contatti S1 durante la configurazione dell'amplificatore.

La prima fase è una valutazione delle prestazioni delle cascate su VT5 - VT43. Innanzitutto, controlla le modalità per la corrente continua e lo stato del nodo di protezione. Per fare ciò, i terminali della base dei transistor VT5 sono collegati al filo comune con un ponticello. VT7, utilizzando il foro dell'uscita saldata R33 (le basi VT5, VT7 sono collegate sulla scheda); quindi chiudono il circuito di alimentazione ±40 V al filo comune e collegano l'alimentazione e l'automazione al connettore XP1 e l'avvolgimento del trasformatore a XP4, che fornisce alimentazione ±53 V (contatti estremi). In questo caso gli avvolgimenti per il raddrizzatore ±40 V devono essere SCOLLEGATI da XP4. Il circuito RLC di uscita e il carico non sono ancora collegati.

Successivamente, accendere l'alimentatore e controllare le modalità CC dei transistor VT13, VT14. La tensione di alimentazione dello stadio (è conveniente misurarla rispettivamente ai terminali dei resistori R72 e R75) dovrebbe essere ± 52 ... 55 V o 12 ... 15 V superiore alla tensione di alimentazione effettiva dell'uscita palcoscenico. La tensione sul sub e sui troni VD23 e VD24 dovrebbe essere di circa 3 V. sui resistori R59 e R63 - circa 2.4 V ciascuno. Su R44 e R38 - circa 15 V. La tensione sui collettori VT13, VT14 rispetto al filo comune non deve superare 1 V. Durante le misurazioni, è necessario prestare attenzione per evitare cortocircuiti accidentali dei circuiti testati con un filo comune dalla sonda del dispositivo (sono preferibili schede con rivestimento isolante - "verde"). I transistor VT9 - VT12, VT44, VT45 devono rimanere chiusi dopo l'accensione.

Per verificare la soglia di protezione, tra la base del VT44 e il cavo di alimentazione +53 V viene collegata una resistenza variabile da 10 kΩ, il cui cursore è collegato ad uno dei morsetti tramite una resistenza di limitazione (1-1.5 kΩ) e impostato sulla posizione di massima resistenza. Successivamente, accendendo l'alimentazione, ruotare lentamente lo slider del resistore fino a quando non si attiva il grilletto di protezione e si accende il LED HL3 (o HL4) sulla scheda del display, collegato in parallelo a VD22 sulla scheda dell'amplificatore corrispondente.

Quindi viene misurata la tensione tra l'uscita dell'amplificatore e la base del transistor VT44: il valore nell'interno 1,7 ... 2.2 V è considerato normale. Successivamente provano a resettare l'intervento di protezione con il pulsante SB1 (sul tabellone, vedi Fig. 19). non dovrebbe avvenire alcun ripristino. Successivamente, l'alimentazione viene interrotta, il resistore variabile viene saldato e la sua resistenza viene misurata tra i terminali estremi. Con una tensione di alimentazione di ±53 V, dovrebbe essere di circa 5 kOhm.

Successivamente, la soglia di commutazione VT45 viene verificata allo stesso modo. con l'unica differenza che per il collegamento delle resistenze viene utilizzato il circuito di alimentazione a -53 V. Le soglie di protezione dovrebbero essere approssimativamente le stesse. È inoltre necessario controllare la caduta di tensione attraverso i diodi zener VD23 e VD24 dopo l'attivazione della protezione - non deve superare 0.4 V.

Successivamente, viene verificato il passaggio del segnale attraverso l'amplificatore operazionale DA1. La componente costante all'uscita di DA1 non deve superare i 25 mV. e quando si toccano con la mano i terminali del condensatore C1, all'uscita DA1 dovrebbe apparire un segnale di interferenza e interferenza con la frequenza di rete. Se necessario, è possibile utilizzare il generatore per controllare il flusso del segnale e valutare la risposta in frequenza del filtro (la frequenza di taglio a livello di -3 dB dovrebbe essere di circa 48 kHz). Ad una frequenza di 1 kHz, il suo guadagno è 2.

Il prossimo passo è controllare le prestazioni e impostare la corrente di riposo delle cascate sui transistor VT5 - VT8. VT13 - VT43.

Ciò richiederà un generatore di segnale sinusoidale, un oscilloscopio (preferibilmente a due canali). multimetro. in grado di misurare una tensione costante di 80 ... 100 m8 con un errore non superiore a 5 mV e il resistore variabile multigiro precedentemente menzionato. La verifica è la seguente. Le basi VT5 e VT7 sono ora scollegate dal filo comune e collegate al motore del resistore multigiro, gli altri due conduttori del resistore sono collegati ai bus +16.5 e -16,5 V. progettato per alimentare lo stadio di uscita, è collegato al contatti corrispondenti XP40 (pin 4 e 2.3) tramite resistori con una resistenza di 6.7 - 3,9 ohm e una potenza di almeno 10 watt. Per non scottarsi accidentalmente, è utile mettere ogni resistenza in un bicchiere d'acqua separato.

Accendendo l'alimentazione, verificare la presenza e la simmetria della tensione rettificata sui bus di alimentazione ± 40 V (può essere nell'intervallo 9 ... 25 V), nonché la tensione tra il collettore e l'emettitore VT15. Se supera i 4,5 V, è necessario interrompere immediatamente l'alimentazione e aumentare la resistenza di R61.

Successivamente, collegare un voltmetro al collettore VT14 e riaccendere l'alimentazione. Ruotando il motore del resistore variabile multigiro, viene impostata una tensione di -14 ... -2.5 V sul collettore VT3.5 rispetto al filo comune. In questo caso, la tensione alle basi di VT5 e VT7 non dovrebbe superare ±1 V. L'asimmetria viene eliminata selezionando la resistenza R59 all'interno di un piccolo intervallo. diodo zener VD23 (con una deviazione di "più") o R63. VD24 (con una deviazione nel "meno"). Se la simmetria non può essere stabilita o la tensione richiesta per il bilanciamento sulle basi di VT5. VT7 supera 3 ... 4 V. è necessario verificare l'installazione e sostituire gli elementi difettosi. I segni indiretti di un malfunzionamento possono essere il riscaldamento eccessivo di resistori o transistor.

Avendo raggiunto la simmetria nell'amplificatore di tensione, iniziano a impostare la corrente di riposo dello stadio di uscita. Anche questa procedura viene eseguita al meglio in più passaggi. Prima di tutto, accendendo l'alimentazione, controllare la tensione tra le basi dei transistor VT20 - VT23 e VT24 - VT27. Se è superiore a 2.5 V, è molto probabile che uno dei transistor VT20-VT27 sia rotto. Quindi controllare la tensione alle giunzioni base-emettitore VT16. VT18 e VT17. VT19 - devono essere sfalsati in avanti. Successivamente, verificare l'assenza di polarizzazione inversa alle giunzioni base-emettitore VT20 - VT23 e VT24 - VT27. Successivamente, ruotando con cautela il motore R60 in senso orario, impostare la tensione tra le basi dei transistor VT20 - VT23 e VT24 - VT27 entro 2.2 ... 2.3 V. I transistor di uscita rimarranno in modalità di classe B.

Successivamente, vengono controllate le prestazioni dello stadio di uscita. Un segnale sinusoidale dal generatore viene inviato alle basi VT5, VT7 attraverso un condensatore di disaccoppiamento con una capacità di almeno 0.33 μF (può essere ceramico) e l'ingresso "aperto" dell'oscilloscopio è collegato al bus che collega i resistori dell'emettitore dello stadio di uscita (R94 - R108). È conveniente utilizzare il connettore XP2 per il collegamento. sui cui contatti, durante la regolazione, è installato un ponticello che chiude tutti i contatti tra loro.

Quando si utilizza un oscilloscopio a due canali, è conveniente collegare il secondo canale alle basi VT5, VT7. Dopo aver acceso l'alimentazione, controllano la tensione costante all'uscita dell'amplificatore - dovrebbe essere impostata entro ± 4 V. Altrimenti, è necessario regolare il resistore multigiro che imposta la tensione sulle basi VT5, VT7.

Impostando la frequenza dell'oscillatore a 10 kHz e aumentando gradualmente il livello del segnale di uscita a 0.2...0.5 V, il segnale di uscita dell'amplificatore viene limitato. L'entrata e l'uscita dalla restrizione devono essere prive di transitori. Il coefficiente di trasferimento dalle basi VT5, VT7 all'uscita dell'amplificatore a una frequenza di 10 kHz può essere compreso tra 110 ... 160. Riducendo il livello del segnale di uscita a 1 ... 2 V e collegando il carico al amplificatore, controllano una forte diminuzione del "passo" sul segnale di uscita con un aumento della sua frequenza a 50 ... 100 kHz.

Dopo essersi assicurati che lo stadio di uscita funzioni, procedono all'impostazione finale della corrente di riposo, controllandola tramite la tensione sui resistori dell'emettitore. Per fare ciò, collegare un voltmetro tra gli emettitori di qualsiasi coppia di transistor di uscita, ad esempio. VT28 e VT36, e regolando il resistore R60 impostare questa tensione a 180 mV. Quando il segnale dal generatore non viene applicato, la tensione all'uscita della cascata non deve superare ± 3,-4 V (se necessario, regolare con un resistore multigiro). La corrente di riposo di questo amplificatore, a differenza della maggior parte degli altri, diminuisce con il riscaldamento, quindi deve essere regolata definitivamente dopo che l'amplificatore si è riscaldato.

Dopo aver impostato la corrente di riposo, viene controllata la caduta di tensione attraverso le altre resistenze di emettitore della cascata. Dovrebbe essere compreso tra 70 e 120 mV. I transistor con resistori di emettitore la cui tensione è anormalmente bassa o eccessivamente alta dovrebbero essere sostituiti, ma non è necessario ottenere un'esatta uguaglianza di tensione. La diffusione dei valori di tensione base-emettitore per i transistor di uscita collegati in parallelo contribuisce a una commutazione più fluida delle spalle dello stadio di uscita e, di conseguenza, a una diminuzione della distorsione (rispetto al caso in cui tutti i transistor si commutano contemporaneamente).

Dopo aver impostato la corrente di riposo, si consiglia di controllare l'amplificatore per i lampi della generazione RF dei singoli transistor. Per fare ciò, un condensatore con una capacità di 1 ... 10 pF viene saldato all'estremità della sonda 500:2,2 di un oscilloscopio ad alta frequenza (tale sonda ha una resistenza di ingresso di 3.9 Ohm, ma una capacità di ingresso trascurabile ). Quindi, un segnale con una frequenza di 5 ... 7 kHz viene applicato alle basi VT0.3, VT1 dal generatore e, aumentando gradualmente il livello del segnale, cercano la presenza di lampi di oscillazioni ad alta frequenza nei seguenti punti: sugli emettitori VT5, VT7, sugli emettitori e collettori VT6, VT8, sulle basi VT13, VT14, sui collettori VT13, VT14, sugli emettitori VT16 - VT19. Se l'oscilloscopio è abbastanza sensibile, è meglio non collegare la sonda, ma semplicemente portarla in alto, poiché le tensioni RF sono perfettamente indotte su di essa.

Utile anche verificare l'assenza di tensione RF sui bus che collegano le basi dei transistor degli stadi di uscita e precedenti La visualizzazione in ogni punto deve essere effettuata su tutto il range di ampiezze del segnale fornito alle basi VT5, VT7 - dalla sua assenza alla profonda limitazione. Se non è disponibile un oscilloscopio ad alta frequenza, è possibile utilizzare un voltmetro a banda larga, ma potrebbe fornire letture errate a causa delle armoniche del segnale a bassa frequenza quando viene ritagliato.

Quando si identificano i transistor autoeccitati, è meglio sostituirli con quelli riparabili di un altro lotto. Se la sostituzione non dà l'effetto desiderato, i circuiti della serie RC sono installati tra i terminali di base ed emettitore con valori nominali da 33 a 68 ohm e 100 pF per transistor a bassa potenza a 470 pF e 10 ohm per transistor a media potenza. Puoi anche provare a collegare in serie al target della base del transistor generatore un resistore di piccole dimensioni con un valore nominale di 10 - 39 ohm.

Dopo aver eseguito i test a una tensione di alimentazione ridotta, i resistori nei circuiti del raddrizzatore ± 40 V vengono eliminati e riverificati per l'assenza di autoeccitazione in HF a piena potenza

In presenza di un generatore di segnale sinusoidale che copre la gamma di frequenze fino a 10 MHz, è altamente desiderabile controllare la risposta in frequenza del segnale basso e la risposta di fase del percorso da VT5, VT7 a XP2.

In condizioni amatoriali, è più conveniente farlo utilizzando un oscilloscopio a due canali. Un segnale di ingresso viene fornito a un canale (dalla base VT5, VT7), all'altro - un segnale dal connettore XP2. Utilizzando un oscilloscopio a canale singolo, dovrai mettere il suo sweep in modalità di sincronizzazione esterna con un segnale dal generatore (molti generatori di segnale hanno anche un'uscita per la sincronizzazione dell'oscilloscopio) per valutare lo sfasamento dall'offset delle forme d'onda. Quando si rimuovono la risposta in frequenza del segnale basso e la risposta di fase, l'intervallo di tensione di uscita da picco a picco deve essere mantenuto entro 0.5 ... 1 V. Per la stabilità dell'amplificatore, l'intervallo di frequenza di 1 ... 10 MHz è molto importante . le tolleranze e i valori nominali della risposta in frequenza e della risposta in fase sono riportati in tabella. 2.

Le misurazioni devono essere eseguite per tre valori della componente costante della tensione di uscita - una volta per tensioni prossime allo zero e le altre due - per una tensione di uscita che non raggiunge 2 ... 4 V alla soglia limite su ciascun lato. Un aumento dello sfasamento dovuto a una variazione della componente costante della tensione di uscita fino a una frequenza di 7 MHz non deve superare 6 ... 9 ". Se durante le misurazioni viene rilevato uno sfasamento eccessivo, di norma , ciò è dovuto a una frequenza di taglio insufficiente dei transistor VT 13 - VT 19 , meno spesso - VT20 - VT23 o VT24 - VT27.

Le risonanze parassite dei condensatori di bassa qualità C53 - C76 possono anche portare ad anomalie nella risposta in frequenza e nella risposta in fase. pertanto, ha senso "passare" agevolmente la gamma di frequenze di 1 ... 10 MHz con il generatore, osservando i cambiamenti nella tensione di uscita per assicurarsi che non vi siano bruschi salti nella risposta in frequenza e nei picchi di risposta in fase. Non collegare un carico quando si misura la risposta in frequenza e la risposta in fase alle alte frequenze, poiché il circuito di uscita RLC sopra i 500 kHz separa praticamente il carico dall'uscita dell'amplificatore stesso.

Se lo si desidera, è possibile verificare lo slew rate massimo dell'amplificatore applicando VT5 alle basi. Segnale VT7 con una frequenza di 0.8 ... 1.2 MHz e. aumentando gradualmente il suo livello, notare il momento in cui appare la limitazione della velocità di variazione (le semionde della sinusoide perdono la loro simmetria). Questo esperimento, tuttavia, è estremamente rischioso e può portare al guasto di potenti transistor. È connesso con quello. che la massima velocità di aumento della tensione collettore-emettitore consentita per i transistor delle serie KT818, KT819 è di 150 V / μs (per i migliori transistor importati - 250 ... 300 V / μs) e l'amplificatore è in grado di raggiungere velocità fino a 160 ..200 V/μs. Si consiglia di ridurre la tensione di alimentazione dello stadio di uscita a ±30 V durante questo test.

Dopo aver completato con successo i controlli, il resistore R33 viene saldato in posizione. collegando la cascata preliminare all'amplificatore operazionale DA1. e reintrodurre resistori di protezione nel circuito raddrizzatore ± 40 V. Un ponticello è installato sul connettore XP2, i terminali C52 sono chiusi. e l'ingresso dell'amplificatore è collegato a un filo comune. L'ingresso dell'oscilloscopio deve essere collegato a XP2. Dopo aver acceso l'alimentazione dell'amplificatore, ora coperto dal CAB generale. il valore di stato stazionario della componente costante all'uscita dell'amplificatore non deve superare alcuni mV e l'ampiezza del rumore di uscita a banda larga non deve superare i 10 mV. inoltre, la parte principale di questo rumore è l'interferenza HF delle stazioni radio e lo sfondo con la frequenza di rete. Se l'alimentazione dell'amplificatore operazionale appare più tardi o si interrompe prima che la potenza dello stadio di uscita aumenti o diminuisca, quando l'amplificatore viene acceso e spento, sono possibili lampi di autoeccitazione lungo il circuito OOS. Non rappresentano un pericolo, è solo indesiderabile accendere l'amplificatore subito dopo averlo spento. Per ritardare il calo della tensione di alimentazione dell'amplificatore operazionale, la capacità dei condensatori C22. Si consiglia di aumentare C23 e C32, C33 nell'unità di automazione a 2200 uF.

Se l'amplificatore, dopo aver acceso l'alimentazione, entra in uno stato di generazione continua e il precedente controllo della risposta di fase delle cascate da VT5, VT7 al connettore XP2 ha dato risultati positivi, molto probabilmente c'è un errore nell'installazione o valutazione degli elementi R22 - R25. R27. R28. C16-C18. oppure l'amplificatore operazionale DA3 ha un difetto: un margine di stabilità ridotto. Un altro motivo potrebbe essere una variazione della corrente di riposo dei transistor di uscita dopo eventuali sostituzioni (la riduzione della corrente di riposo riduce la velocità dei transistor di uscita e aumenta lo sfasamento che introducono). Il resto dei motivi è improbabile.

Nota: l'irregolarità della risposta in frequenza nell'intervallo da 4 a 10 MHz dovrebbe essere compresa nell'intervallo di -0.7 .. +2 dB rispetto al valore a una frequenza di 4 MHz e l'aumento della risposta in frequenza a frequenze superiori 10 MHz non devono superare 3.. 3.5 dB.

Dopo che la generazione è stata eliminata, resta solo da controllare il margine di stabilità nel ciclo NF. Per fare ciò, il segnale dal generatore di impulsi rettangolare viene inviato al pin 1 del gruppo S1 (Fig. 13) sulla scheda dell'amplificatore. L'ampiezza del segnale del generatore dovrebbe essere 5 ... 10 V. mentre l'ampiezza del segnale di uscita dell'amplificatore, osservata su XP2. dovrebbe essere la metà. In questo caso, l'entità relativa dell'ondata ai fronti del polso non dovrebbe superare il 20% (nella copia dell'autore era circa l'8% - vedi Fig. 20) e. ciò che è più importante, lo "squillo" dopo il fronte dovrebbe estinguersi completamente in non più di un periodo e mezzo. Una piccola "increspatura" sugli "scaffali", visibile in Fig. 20 è il risultato della risonanza parassita nel circuito di potenza del microcircuito digitale su cui è montato il generatore di impulsi. Il tempo di salita o discesa (al 10% e al 90% dei livelli di stato stazionario) dovrebbe essere di circa 70 nsec (vedere Figura 21).

L'aspetto della salita e della discesa all'uscita dell'amplificatore, se il segnale dal generatore ha la stessa salita e discesa, dovrebbe essere perfettamente simmetrico a occhio. Se non lo è. allora c'è un'alta probabilità che ci siano elementi difettosi in uno dei bracci dell'amplificatore di tensione (VT5 - VT8, VT13, VT14) o nell'inseguitore di uscita. DA3 potrebbe anche essere difettoso. Se la sovratensione supera il 20 ... 25% o si nota uno "squillo" dopo la sovratensione, è necessario aumentare la capacità del condensatore C46 e selezionare il resistore R71 per l'attenuazione più rapida del transitorio.

Quindi è desiderabile controllare il margine di stabilità dell'amplificatore sull'intero intervallo di tensioni di uscita sotto carico. Per fare ciò, un circuito RLC di uscita (L1. L2. R118-R121. C77. C78) e un carico attivo con una resistenza di 0.8 del nominale sono collegati all'HRP. Successivamente, viene verificato il tipo di transitori su XP2 con il carico collegato.

Successivamente, viene eliminato il cortocircuito dell'ingresso dell'amplificatore con un filo comune e un segnale a bassa frequenza (100 ... 200 Hz) dal generatore di segnale sinusoidale viene inviato all'ingresso dell'amplificatore. In questo caso, il generatore di impulsi rettangolare deve essere ancora collegato a S1. Aumentando l'ampiezza del segnale sinusoidale, si osserva un processo transitorio su XP2 a diverse tensioni di uscita istantanee, fino alla soglia limite. Se non ci sono eccessive sovraelongazioni e "squilli" sul transitorio ad onda quadra quando la tensione di uscita si avvicina alla soglia di saturazione, è possibile chiudere le resistenze di sicurezza nei circuiti del raddrizzatore ±40 V e ripetere il test a piena potenza. Il cavo attraverso il quale è collegata la scheda del filtro di uscita non deve essere più lungo di 0,4 m Infine, è possibile scollegare il carico e verificare la risposta ai transitori a vuoto.

Non è consigliabile aumentare il margine di fase a 80 ... 90' per ottenere un transitorio senza sovratensione nell'UMZCH (come nella maggior parte degli altri amplificatori a banda larga). Allo stesso tempo, la larghezza di banda dell'OOS viene ridotta più volte e la sua profondità particolarmente ottenibile al limite superiore della gamma di frequenze operative viene ridotta. Tali decisioni sono solitamente giustificate dalla necessità di garantire stabilità quando l'amplificatore funziona su un carico complesso, tuttavia, come sapete, la ghigliottina non è l'unico e non il miglior rimedio per il mal di testa. Diversi elementi nel filtro di output, secondo l'autore, non sono un prezzo troppo costoso per l'opportunità di espandere la larghezza di banda OOS di un ordine di grandezza.

L'ultimo passaggio della configurazione consiste nell'impostare la soglia del limite flessibile. Prima di impostare la soglia, è necessario rimuovere il ponticello da C52 e collegare l'uscita +OS - il contatto FBH (sulla scheda - tra i resistori R40 e R41) ai pin XP2. mantenendo il ponticello sul connettore. È utile collegare un filtro di uscita e un carico nominale all'uscita dell'amplificatore

Il modo più conveniente per regolare la soglia del limite morbido è installare resistori R16 e R17 più grandi (ad esempio, 75 kΩ). e poi, collegando resistori con una resistenza di 0,2 ... 1 MΩ in parallelo, per garantire che l'ingresso alla limitazione dell'amplificatore di potenza stesso (determinato dalla comparsa di un segnale all'uscita di DA2) avvenga solo quando il l'ingresso è sovraccaricato di 2 ... 3 volte (rispetto alla situazione in cui non è presente un soft limiter). Nonostante. che la soglia di limitazione monitora il valore della tensione di alimentazione dello stadio di uscita, la compensazione non è ideale, pertanto è necessario regolare il limitatore alla tensione di alimentazione nominale e collegare il carico nominale. Il resistore R16 è responsabile della soglia per limitare la semionda negativa (all'uscita dell'amplificatore) e R17 è positivo.

Quando la tensione di alimentazione dello stadio di uscita è superiore a ±30 V, è anche auspicabile impostare la soglia di protezione OBR in modo più preciso. Per questo, le resistenze R114 e R117 sono impostate al 12 ... 15% in più rispetto a quella con cui viene attivata la protezione alla massima tensione di uscita dell'amplificatore al minimo senza carico.

Dopo aver assemblato e messo a punto un amplificatore, nasce il desiderio naturale di determinarne le caratteristiche. Misure di potenza. AFC. il guadagno di solito non è un problema. È necessario prestare maggiore attenzione durante la misurazione del rumore: a causa dell'ampia larghezza di banda, l'amplificatore di potenza amplifica le interferenze delle stazioni radio fino alla gamma HF. Pertanto, quando si misura il rumore, è necessario limitare la larghezza di banda del segnale applicato al voltmetro.

Il modo più semplice per farlo è con un filtro passivo di primo ordine. La banda di rumore di un tale filtro è 1.57 volte più ampia della sua larghezza di banda, quindi se si desidera misurare il rumore nella banda 22...25 kHz. la frequenza di taglio del circuito RC deve essere scelta pari a 14...16 kHz.

Un altro problema nella misurazione del rumore è l'interferenza con la frequenza di rete. Il modo più semplice per filtrarli è con un filtro passa-alto da 1 kHz, ma in ogni caso è necessario effettuare correttamente i collegamenti e schermare l'amplificatore.

Per evitare la comparsa di anelli chiusi del filo comune, tutti gli alimentatori sono isolati e collegati solo sulla scheda dell'amplificatore e i conduttori comuni per i circuiti di segnale e di alimentazione sono separati sulla scheda. Il punto della loro connessione è provvisto di un foro per la saldatura di un filo (con una sezione trasversale di almeno 0.75 mm2) che collega il filo comune della scheda dell'amplificatore alla custodia, questo foro si trova tra R65 e R69. Il collegamento di tutti i circuiti (eccetto lo schermo dei trasformatori) con la custodia dell'amplificatore viene effettuato in un unico punto, selezionato sperimentalmente per il livello di interferenza più basso.

La tensione di rumore dovrebbe essere misurata, ad esempio, con un millivoltmetro a vero valore efficace. VZ-57. Quando si utilizza un millivoltmetro convenzionale, il risultato deve essere corretto: sottostima il rumore del 12 ... 15%. Nel layout dell'amplificatore dell'autore, il rumore di uscita nella banda di 1...22 kHz con un ingresso chiuso, anche senza schermatura, non supera 80...100 µV.

La difficoltà maggiore è la misura della distorsione non lineare e di intermodulazione introdotta dall'amplificatore. È connesso con quello. quello dovuto alla bassa distorsione dell'amplificatore anche prima della copertura dell'OOS (non più dell'1 ... 2%) e della profondità dell'OOS nell'intera gamma di frequenze audio superiore a 85 dB. le principali fonti di distorsione sono l'imperfezione dei componenti passivi, l'interferenza dello stadio di uscita push-pull e la distorsione introdotta dal filtro di ingresso su DA1.A frequenze superiori a pochi kilohertz, la non linearità della capacità dei diodi VD9 - VDI4 inizia a contribuire al circuito limitatore "morbido". Con tutte le misure adottate. di conseguenza, la distorsione di un buon amplificatore non supera lo 0.002%. che è al di sotto dei limiti di misurazione della maggior parte degli strumenti di misura, nonché meno distorsione e rumore della maggior parte dei generatori. Anche la gamma dinamica della maggior parte degli analizzatori di spettro non supera i 90 dB. o 0.003%. Pertanto, la misurazione diretta delle distorsioni non lineari e di intermodulazione di tali amplificatori con mezzi standard è praticamente impossibile.

La soluzione generalmente accettata in una situazione del genere consiste nell'utilizzare una metodologia simile a quella utilizzata per la verifica dei generatori. Il segnale di frequenza fondamentale all'uscita del dispositivo in prova viene attenuato da un filtro notch e un analizzatore di spettro viene utilizzato per estrarre armoniche e componenti di combinazione dal rumore a banda larga. Ciò pone però il problema dell'impatto del filtro notch sulle prestazioni del dispositivo in prova. Nel caso di UMZCH, che ha un'impedenza di uscita bassa (e abbastanza lineare!) Senza un OOS generale e un filtro con un'impedenza di ingresso elevata, quando si utilizzano dispositivi certificati (ad esempio, un filtro del kit generatore GZ-118), questo effetto può essere trascurato.

Inoltre, per le misurazioni è necessario un analizzatore di spettro. A causa dell'uso diffuso del PC. dotati di schede audio, alcuni autori non sufficientemente attenti raccomandano l'uso di analizzatori di spettro software (SpectraLab, ecc.). Ciò ignora il fatto che la gamma di frequenza ADC delle schede audio non supera i 22 kHz. quelli. a frequenze di segnale superiori a 11 kHz, anche la seconda armonica è fuori dalla larghezza di banda della scheda.

Per una rapida valutazione delle distorsioni, puoi fare quanto segue. All'uscita dell'UMZCH è collegato un filtro passa-basso con una frequenza di taglio di 200 ... 250 kHz, quindi un filtro notch preconfigurato, incluso nel kit del generatore. Quindi, ad esempio, un segnale proveniente da un generatore con piccole distorsioni non lineari viene inviato all'ingresso dell'amplificatore. GZ-118 o GS-50 (0.0002% a 10 kHz) e il segnale all'uscita del filtro notch viene osservato da un oscilloscopio altamente sensibile.

È necessario un filtro passa-basso per ridurre il livello di rumore in modo da poter vedere i prodotti di distorsione. Tuttavia, nella copia dell'autore, i prodotti di distorsione si sono rivelati indistinguibili sullo sfondo del rumore fino all'inizio del funzionamento del limitatore "morbido", anche a una frequenza di 20 kHz.

Risposte alle domande

1. Quali sono le cause della maggiore complessità dell'amplificatore?

Quasi tutti i componenti aggiuntivi sono utilizzati in questo amplificatore di potenza: filtro di ingresso, limitazione "morbida", avvio "morbido", protezione, dispositivi di indicazione. Questo approccio è tipico degli amplificatori professionali.

2. Quale progetto è servito da prototipo?

Il prototipo di questo UMZCH (così come una serie di altri progetti popolari all'epoca) è un amplificatore, la cui descrizione è stata pubblicata nel numero 14 del 1977 sulla rivista "Radio. Fernsehen, Elektronik" (Wiederhold M. " Neuartige Konzeption fur einen Hi-Fi Leistungverstrker" ). Sulla fig. 1 ne mostra lo schema funzionale. Un amplificatore operazionale è stato utilizzato come preamplificatore. seguito da un amplificatore costituito da un follower di emettitore su un transistor VT2 e transistor VT1, VT3 (collegati secondo il circuito OB). Gli svantaggi di questo UMZCH includono l'uso di circuiti resistivi a diodi non lineari per impostare la corrente di riposo dello stadio di uscita e l'uso di un amplificatore operazionale che soffre di un "passo" - (μA709 - un analogo di K153UD1). Inoltre, anche la correzione della frequenza di questo amplificatore non è ottimale.

Un altro UMZCH con una struttura simile di un amplificatore cascode, descritto da V. Kletsov ("Amplificatore a bassa distorsione". - Radio. 1983. No. 7. p. 51 - 53), si distingue per l'assenza di un amplificatore operazionale in il circuito di segnale (Fig. 2) e la comparsa di un diodo zener VD1 per l'adattamento di livello. L'utilizzo di un semplice stadio differenziale, e anche con pickup di segnale asimmetrico, ha portato ad una forte influenza del circuito di potenza + Upit1. Va notato qui che l'uso di stadi di ingresso su elementi discreti utilizzando la circuiteria nota più complessa può essere giustificato e può portare a risultati interessanti.

Il prossimo dovrebbe essere chiamato "UMZCH high fidelity" N. Sukhov (Radio, 1989. No. 6. pp. 55-57: No. 7. pp. 57-61). Lo schema a blocchi di questo PA è riportato in fig. 3.

L'uso di un amplificatore operazionale relativamente lineare ha ridotto il livello di distorsione (almeno alle basse frequenze) di almeno un ordine di grandezza rispetto ai progetti realizzati secondo soluzioni circuitali tradizionali. Allo stesso tempo, l'integratore dell'amplificatore operazionale nel circuito OOS PA a corrente continua, utile infatti, è collegato a una delle uscite del circuito di bilanciamento DA1 dell'amplificatore operazionale, il che porta a una violazione della simmetria del suo fase di ingresso. L'uso di due invece di tre diodi nel circuito di polarizzazione del transistor VT7 (come nel prototipo in Fig. 1) ha aumentato la non linearità dell'amplificatore cascode e la mancanza di misure per impedire ai transistor dell'amplificatore di tensione di entrare nel la modalità quasi-saturazione ha forzato la correzione della frequenza a "ronzio". Di conseguenza, le caratteristiche dinamiche di questo UMZCH si sono rivelate tutt'altro che potenzialmente possibili. Un nodo interessante in questo amplificatore era il compensatore di resistenza dei fili di collegamento nel circuito di carico, precedentemente utilizzato principalmente nelle apparecchiature di misurazione.

Si noti che nell'amplificatore di N. Sukhov (e poi nell'amplificatore di S. Ageev) sono state utilizzate soluzioni circuitali di successo, proposte da P. Zuev ("Amplificatore con feedback multi-loop". - Radio. 1984. No. 11. pp. 29 - 32.s 42, 43). Si tratta di un'efficace protezione "trigger" contro il sovraccarico di corrente (soprattutto quando si verifica una corrente passante), realizzata sui transistor VT3 - VT6, VT15 (Fig. 3). così come un filtro di ingresso che limita l'effetto dell'interferenza fuori banda sull'amplificatore.

Si noti che in nessuno dei progetti di cui sopra, ad eccezione del design di S. Ageev, non è stata effettuata alcuna protezione tenendo conto dell'area operativa sicura (OBR) dei transistor di uscita. Ciò è significativo, poiché quando si lavora su un carico reale, le traiettorie dei punti operativi dei transistor di uscita in questi progetti vanno ben oltre i limiti dell'OBR. che riduce drasticamente la loro affidabilità.

Lo schema a blocchi dell'UMZCH S. Ageev è riportato in "Radio", 1999, n. 10. p. 16. Un emendamento: il transistor superiore VT6 nello schema a blocchi dovrebbe essere designato VT8.

Si noti che le reali caratteristiche e il "comportamento" dell'amplificatore quando opera su un carico reale sono determinati dal grado di studio delle "piccole cose" di circuiti, correzione di frequenza e progettazione. Pertanto, un forte aumento della linearità dell'amplificatore di tensione è fornito sia dalla simmetria del circuito sia dall'aumento della tensione di alimentazione. Un'alimentazione separata per lo stadio di uscita migliora quindi notevolmente l'utilizzo della tensione, aumenta la potenza di uscita ottenibile e facilita il funzionamento dei transistor di uscita. La riduzione della corrente massima per ciascun transistor di uscita ha permesso di evitare un forte calo del loro guadagno di corrente (la diminuzione del coefficiente di trasferimento della corrente di base h21e per KT818 e KT819 inizia a una corrente di collettore superiore a 1 A) e mantenere la linearità dell'uscita palcoscenico.

La distribuzione della correzione della frequenza nell'amplificatore è vicina all'ottimale, il che ha permesso di migliorare le sue caratteristiche dinamiche di un ordine di grandezza e la profondità del feedback alle frequenze più alte della gamma audio - di due ordini di grandezza rispetto al migliore prototipo. Modificando la sorgente di polarizzazione iniziale, viene assicurata la stabilità termica dell'amplificatore. La soppressione dell'effetto di rilevamento dei segnali RF è stata ottenuta bilanciando la struttura, introducendo resistori in serie con condensatori di correzione e introducendo condensatori tra le basi dei transistor dello stadio di uscita per garantirne il bilanciamento dinamico. L'amplificatore utilizza anche un circuito RLC appositamente progettato in uscita, un dispositivo di protezione che tiene conto dell'OBR. e gli amplificatori operazionali sono usati in una connessione invertente.

Il progetto dell'amplificatore, sebbene piuttosto complicato, soddisfa pienamente il compito di ottenere sfasamenti minimi e radiazioni spurie dello stadio di uscita.

L'aumento della linearità originale (senza OOS), il miglioramento delle proprietà di velocità e l'OOS a banda larga migliorano sempre gli amplificatori e gli esami "uditivi" lo confermano.

3. Pubblicare lo schema di interconnessione completo dei nodi e delle schede dell'amplificatore.

Uno schema completo delle interconnessioni dell'amplificatore è mostrato in fig. quattro.

4. Come ridurre la potenza di uscita dell'amplificatore e semplificarla senza degradare i parametri?

Per ridurre la potenza dell'amplificatore a 60 ... 80 W con un carico di 4 ohm, è sufficiente ridurre il numero di transistor dello stadio di uscita, ridurre la tensione di alimentazione dello stadio di uscita a ± 28 ... ± 30 V e la tensione di alimentazione dell'amplificatore di tensione, rispettivamente, a ± 40 ... ±43 V. Per i transistor domestici, l'opzione migliore per lo stadio di uscita è 5-6 pezzi. KT818-KT819 con indici V. G o 2 - 3 pz. KT8101-KT8102 sulla spalla nella fase finale, 4 pz. KT639 (con indici D, E) - KT961 (con indici A. B) per spalla nel secondo stadio, nonché due KT9115 (con indici A. B) e KT602B (o 6M) nel primo stadio dello stadio di uscita .

Resistori nel circuito dell'emettitore KT818-KT819 - con una resistenza di 0.6 ... 0,7 Ohm (due in parallelo, 1,2 ... 1,5 Ohm ciascuno) a una corrente di riposo di 90 ... 100 mA per transistor, per KT8101 - KT8102 - 0.3 ... 0.4 Ohm (tre in parallelo, 1 ... 1.2 Ohm ciascuno) a una corrente di riposo di circa 200 mA per transistor.

Corrente di riposo KT639-KT961 - 65 ... 70 mA ciascuno (R82 - R855 - con una resistenza di 18 ... 22 Ohm), corrente di riposo KT9115 / KT602 - 15 mA ciascuno (R76. R77 - no 180 ... 200 Ohm).

Diodi negli emettitori VT16-VT19 (vedi "Radio", 2000. No. 4) - KD521, KD522, KD510 con qualsiasi indice.

Come già accennato nell'articolo di S. Ageev, se possibile, si consiglia l'uso di transistor importati (vedi "Radio", 2000, n. 5, p. 23). L'autore raccomanda transistor 9115SA2 invece di KT1380. KT969 deve essere sostituito con KT602BM o 2SC3502. Per l'opzione 60 ... 80 W con un'alimentazione di 28 ... 31 V, nel primo stadio dello stadio di uscita è sufficiente una coppia di transistor con una corrente di riposo di circa 20 mA (R76 nominale è 130- 150 Ohm), nel secondo stadio - 2 pezzi. sulla spalla 2SB649 e 2SD669 o 2SA1249 e 2SC3117 con una corrente di riposo di 80 ... 90 mA (nominali R82, R83 - 13 - 15 Ohm). All'uscita è sufficiente una coppia di 2SA1216 / 2SC2922 con resistori di emettitore con resistenza di 0,2 ... 0,25 Ohm e con una corrente di riposo di circa 200 mA, tuttavia, è meglio (ma più costoso) mettere due coppie di 2SA1215 e 2SC2921 con resistenze da 0,3 Ohm. con una corrente di riposo di circa 120 mA per coppia.

Condensatori filtro tensione di alimentazione 28...30 V - 6 pz. con una capacità di 4700 uF a 35 V in ciascun braccio. Diodi raddrizzatori - KD213 con qualsiasi indice di lettere.

Quando si esegue l'autocablaggio della scheda PA, è necessario prestare particolare attenzione a ridurre al minimo le induttanze parassite dei circuiti di potenza e il filo comune del potente stadio di uscita.

(clicca per ingrandire)

5. Quali sono la risposta in frequenza e la risposta di fase dell'amplificatore?

La risposta in frequenza del PA stesso (senza filtri) si estende dalla corrente continua a 3.5 ... 4 MHz (in termini di livello -XNUMXdB). La banda di azione dell'OOS è leggermente più ampia a causa dell'azione dei condensatori boost collegati in parallelo con i resistori OOS. Lo sfasamento del PA nella banda di frequenza audio è di frazioni di grado.

6. Qual è il motivo per utilizzare un sistema operativo così "antico"?

La cosa è. che l'OU KR140UD1101, secondo le sue caratteristiche, è molto più adatto per l'uso nell'UMZCH rispetto a qualsiasi altro.

In primo luogo, la risposta in frequenza di questo amplificatore operazionale ha un'ulteriore coppia di poli zero, che consente di aumentare notevolmente l'effettivo prodotto guadagno-banda. In un amplificatore completamente corretto, il suo valore è di circa 50x103 a una frequenza di 100 kHz e la frequenza del guadagno unitario è di circa 15 MHz. È questa circostanza (guadagno del loop tre volte maggiore rispetto alla correzione unipolare standard) che migliora significativamente la capacità di questo amplificatore operazionale di correggere gli errori introdotti da altri elementi.

In secondo luogo, il tempo di uscita dell'amplificatore operazionale dalla restrizione non supera i 200 no, tutto qui. in particolare impedisce l'eccitazione dell'UMZCH durante i sovraccarichi. Un altro vantaggio è l'ottimo utilizzo della tensione di alimentazione. Altrettanto importanti sono le basse correnti di ingresso e la capacità (meno di 2 pF), l'elevato guadagno CC e l'altissima linearità su un'ampia banda di frequenza.

Le affermazioni che a volte si incontrano su una non linearità o asimmetria significativa (rispetto ad altri amplificatori operazionali) delle caratteristiche di trasferimento dell'LM318 (KR140UD1101) non trovano conferma sperimentale. Al contrario, a causa del profondo feedback locale e della corrente di riposo relativamente elevata, la distorsione intrinseca di questo amplificatore operazionale senza feedback. specialmente alle alte frequenze o sotto carico, sono inferiori alla maggior parte degli amplificatori operazionali per uso generico. L'asimmetria delle velocità massime di salita e discesa (normalmente superiori a 75 V/µs) in una connessione invertente non supera il 15%. inoltre, il processo transitorio mantiene la sua forma e simmetria fino a velocità di salita e discesa di 50...60 V/µs (65...75% del massimo). Quest'ultima proprietà non è comune e indica un'elevata linearità dinamica.

La densità spettrale del rumore EMF in KR140UD1101 a una frequenza di 1 kHz è. 13..16 nVDTZ, il rumore di sfarfallio è debolmente espresso (la frequenza di taglio è di circa 100 Hz). La densità spettrale della corrente di rumore alle medie frequenze non supera 0.4 pA/uTz. che consente l'uso di resistori a resistenza relativamente elevata nei circuiti OOS. Il K574UD1 consigliato da numerosi autori è inferiore sotto tutti gli aspetti - dall'intervallo di linearità di ingresso (0.5 .0.6 V vs. 0,8 V) e dalla banda in modalità guadagno unitario (5 ... 6 MHz vs. 16 ... 18 MHz) alle caratteristiche statiche (offset di tensione, deriva, ecc.). La densità spettrale del rumore EMF uK574UD1 (14...20 nVD'Hz a 1 kHz) è al massimo la stessa. come KR140UD1101.

Per quanto riguarda lo slew rate e la frequenza del guadagno unitario (50 V / μs e 10 MHz), per K574UD1 viene data un'inclusione non corretta, mentre è stabile (secondo le specifiche) con un guadagno di almeno 5. Questo non è migliore di quello del comune LF357 (KR140UD23). Se corretto per il guadagno unitario, il K574UD1, con un margine di stabilità minimo, ha una larghezza di banda non superiore a 5 ... 6 MHz e uno slew rate di circa 25 V / μs. La frequenza del guadagno unitario nel loop del sistema operativo per UMZCH nel suo insieme nel caso di utilizzo di K574UD1 non può essere superiore a 2,5 ... 3 MHz a causa dello sfasamento relativamente ampio sull'RF (ovvero il ritardo del segnale) introdotto dall'op -amp. Pertanto, la profondità del feedback a frequenze di decine di kilohertz quando si utilizza K574UD1 risulta essere un ordine di grandezza inferiore rispetto a KR140UD1101, rispettivamente, maggiore distorsione e UMZCH nel suo insieme.

Tra i moderni amplificatori operazionali stranieri, ci sono molti KR140UD1101 (LM318) superiori in determinati parametri. Tuttavia, non ce ne sono ancora di notevolmente migliori nell'intera gamma di parametri, ed è per questo che nessuno all'estero rimuove l'LM318 dalla produzione.

Per quanto riguarda il meglio del sistema operativo esistente. nonostante i prezzi e la rarità, l'autore consiglia LT1 o HA4 come DA1468 e DA5221. e come DA3 - AD842. tuttavia, quando si utilizza l'AD842, è necessario modificare in modo significativo i circuiti di correzione UMZCH. A proposito, il guadagno in profondità FOS quando si utilizza l'AD842 in combinazione con i migliori transistor importati non supera i 6...8 dB. il guadagno in termini di proprietà di frequenza dell'UMZCH è del 30 ... 40%. Questo è un bel po 'e, soprattutto, questi miglioramenti sono quasi invisibili all'orecchio.

7. Perché nell'amplificatore vengono utilizzati transistor di uscita domestici, mentre quelli importati sono migliori in termini di parametri?

L'autore è partito dalla condizione di disponibilità dei dispositivi a semiconduttore utilizzati nell'amplificatore. In effetti, le carenze dei transistor domestici applicati si manifestano, in particolare, nella limitazione della potenza dell'amplificatore e nella necessità di collegare un gran numero di transistor in parallelo per garantire un'affidabilità garantita. L'elemento più debole, tra l'altro, non è l'uscita, ma i transistor di pre-uscita (KT639E).

Tuttavia, secondo l'autore. 100 watt di potenza non distorta con un complesso carico di amplificatori a casa sono abbastanza. Inoltre, nemmeno gli amplificatori importati più costosi sono in grado di farlo. Ad esempio, il modello "Symphonic Line RG-9 Mk3" ($ 2990). che ha ricevuto ottimi voti sulla stampa estera (secondo la rivista "Audio Magazin"), con una potenza dichiarata di 300 W a un carico di 8 ohm, su un segnale di tono con una frequenza di 50 Hz, emette effettivamente senza distorsione (K- non più dello 0.1%) una potenza che non superi i 70 W a una resistenza puramente attiva di 8 ohm, circa 95 W a 4 ohm, e ancor meno con un carico complesso. Pertanto, notiamo ancora una volta che se si desidera ridurre la potenza dell'UMZCH superlineare, è consigliabile ridurre i valori di tensione nominale del suo alimentatore, mentre è possibile ridurre anche il numero di transistor in uscita palcoscenico

Come hanno dimostrato studi appositamente condotti, lo stadio di uscita mediante collegamento in parallelo di otto transistor domestici non è inferiore in distorsione all'opzione dello stadio di uscita da 120 W sul migliore dei transistor importati esistenti - nel primo stadio 2SA1380 e 2SC3502, due per spalla 2SB649 e 2SD669. e in uscita - 2SA1215 e 2SC2921. anche due per spalla. Inoltre, l'opzione che utilizzava un numero maggiore di transistor di uscita forniva una commutazione "più morbida" dei bracci, mentre c'era una completa assenza di distorsioni di "commutazione". Per quanto riguarda le caratteristiche di velocità, ci sono oscillogrammi che mostrano un'eccellente linearità dinamica dell'amplificatore (vedi l'articolo in 'Radio, 2000. No. 6). girato precisamente sul blocco UMZCH con potenti transistor domestici.

Va notato che l'uso di transistor importati, ovviamente, riduce la complessità del montaggio dell'amplificatore e, insieme a una modifica dei circuiti di correzione del 30...40%, migliora le caratteristiche di velocità. Tuttavia, questo non ha quasi alcun effetto sulla qualità del suono.

8. Durante la misurazione del coefficiente di trasferimento corrente della base dei transistor KT819G, è stato ottenuto il valore h21e = 400 e KT818G - 200. Non è troppo per loro?

Sì, è troppo. I valori h21e = 100 ... 160 a una corrente di 100 mA sono ancora accettabili, ma più di duecento non sono desiderabili. Sfortunatamente, ci sono transistor con h21e fino a 500. Sono estremamente inaffidabili e hanno una notevole diminuzione del coefficiente di trasferimento della corrente di base già a una corrente di collettore superiore a 1 A. È meglio usare transistor KT818G e KT819G prodotti successivamente rispetto alla metà del 1997 - i loro parametri sono generalmente migliori.

9. È possibile utilizzare transistor delle serie KT8101 e KT8102 nello stadio di uscita come analoghi di quelli menzionati nell'articolo 2SA1215, 2SC2921?

Il problema è. che tra i transistor di questo tipo acquistati sul mercato ci sono molti matrimoni, compresi quelli secondo OBR. I parametri elettrici consentono di installare questi transistor nello stadio di uscita non più di quattro o cinque per braccio a causa della significativa capacità delle loro transizioni, il doppio di quella del KT818. KT819. Se i transistor sono di buona qualità, è abbastanza accettabile utilizzarli in un amplificatore.

10. Cosa spiega l'uso dei costosi transistor KT632B e KT638A in UMZCH?

In primo luogo, sono in vendita anche versioni economiche, ma "in plastica * (ad esempio KT638A1). In secondo luogo, secondo l'autore dell'articolo, questi sono gli unici transistor domestici complementari adatti per amplificatori con una tensione di alimentazione superiore a ±40 V A proposito, la linearità delle loro caratteristiche di uscita è molto elevata e la resistenza di volume del collettore è piccola.I transistor importati 2N5401 e 2N5551 sono leggermente peggiori a questo proposito, ma è consentito utilizzarli (tenendo conto del differenza nella piedinatura). In sostituzione, si possono consigliare i transistor KT6116A, KT6117A.

11. Devo apportare modifiche all'amplificatore se utilizzo condensatori di ossido di capacità maggiore - 15000 uF ciascuno, nei circuiti di alimentazione, installandoli accanto alla scheda PA?

In questo caso, la scheda deve essere sostituita con condensatori "ad alta frequenza" di ossido (ad esempio, 6-10 pezzi K73-17 con una capacità di 4,7 μF a 63 V) e catene RC di smorzamento da due a quattro condensatori di ossido collegati in parallelo con una capacità totale di 1000 -2200 uF a 63 V e un resistore in serie da 1 ohm 0.5 W per sopprimere la risonanza con i cavi di alimentazione (devono essere intrecciati). Attenzione: alla velocità e alla corrente fornite da questo amplificatore, qualsiasi modifica significativa del progetto comporta la necessità di risintonizzare i circuiti di correzione (R71, C46) per ottimizzare la risposta ai transitori.

12. Specificare la tensione e la corrente degli avvolgimenti secondari del trasformatore T2.

La corrente negli avvolgimenti del trasformatore di potenza può essere considerata come sinusoidale di picco o equivalente. Quando si calcola un trasformatore che funziona su un raddrizzatore con filtro capacitivo, è necessario tenere conto della corrente di picco, poiché è lui che determina la caduta di tensione attraverso gli avvolgimenti. I produttori di solito hanno in mente la corrente con un carico resistivo, il cui valore di picco è molto inferiore - rispettivamente, per trasformatori industriali con la stessa potenza, la resistenza dell'avvolgimento è troppo alta. È per questo motivo che nell'articolo sono stati riportati i valori della resistenza degli avvolgimenti, e non della corrente. In altre versioni del design dei trasformatori di potenza, le resistenze degli avvolgimenti possono essere determinate in modo abbastanza accurato, in base alla lunghezza stimata e alla sezione trasversale del filo.

Per la versione dell'amplificatore con una tensione di alimentazione dello stadio di uscita di 32 V, la tensione a circuito aperto sugli avvolgimenti dovrebbe essere 23 ... 24 V rms, la corrente massima dell'avvolgimento secondario in un impulso (con una corrente di uscita del amplificatore di 7 A a una frequenza di 20 Hz) - 32 ... 37 A, allo stesso tempo, la caduta di tensione sotto carico non deve superare 2 ... 3 V. I requisiti per gli avvolgimenti rimanenti sono stabiliti nel articolo.

13. Quali sono le caratteristiche dell'accensione dell'amplificatore in modalità circuito a ponte per aumentare la potenza di uscita?

Quando si collegano due amplificatori, ha senso apportare le seguenti modifiche.

Innanzitutto, è necessario combinare i bus di alimentazione ±40 V e il filo comune di entrambi gli amplificatori in un fascio di sette fili strettamente intrecciati con una sezione trasversale di almeno 1 mm2 ciascuno, come mostrato in Fig. 1. La disposizione speciale dei conduttori consente di ridurre al minimo l'induttanza parassita della connessione. La combinazione di potenti circuiti di potenza raddoppia la capacità effettiva dei condensatori del filtro e riduce la resistenza equivalente del raddrizzatore utilizzando entrambe le metà dell'alimentatore per amplificare ciascuna semionda del segnale. Condizione necessaria è che gli avvolgimenti secondari del trasformatore di potenza T1 siano separati per ogni canale (è preferibile avvolgerli con un solo fascio di fili) in modo da escludere la corrente di equalizzazione tra i raddrizzatori e la corrente di compensazione nel filo comune di il fascio.

In secondo luogo, è necessario ridurre la tensione di alimentazione dello stadio di uscita da ±40 a ±32 V, il che faciliterà il funzionamento dei suoi transistor, consentendo loro di funzionare in una connessione a ponte a un carico di 4 ohm senza disturbare l'OBR. Inoltre, una tensione inferiore consentirà l'utilizzo di condensatori con una tensione operativa di 35 V di capacità maggiore (con le stesse dimensioni).

In terzo luogo, escludono l'amplificatore operazionale DA4 e i circuiti ad esso associati.

14. Quanto bassa deve essere l'impedenza della sorgente affinché il filtro di ingresso dell'amplificatore funzioni correttamente?

Il prototipo di questo amplificatore aveva uno stadio aggiuntivo con un ingresso bilanciato e non necessitava di una sorgente di segnale a bassa impedenza. Tuttavia, anche senza tale cascata, con una resistenza di uscita della sorgente del segnale inferiore a 3 kOhm, i cambiamenti nella risposta in frequenza del filtro di ingresso sono molto insignificanti,

15. Come realizzare un ingresso amplificatore bilanciato senza perdita di qualità del suono?

Una variante del circuito in cascata con ingresso bilanciato è mostrata in fig. 2.

Rispetto a KR140UD1101 o LM318. indicato nel diagramma, l'uso di amplificatori operazionali popolari tra gli audiofili (LT1028, LT1115, AD797. OPA627, OPA637, OPA604. OPA2604, ecc.) in condizioni reali, ad esempio, in presenza di interferenze RF, mostra spesso il risultato peggiore . Degli amplificatori operazionali che ho testato, l'AD842 si comporta meglio, ma questo circuito integrato sembra essere fuori produzione ora. Si noti che a causa dell'elevata corrente di ingresso di questo amplificatore operazionale, la resistenza dei resistori in cascata deve essere ridotta più volte.

16. Cosa può essere raccomandato per un UMZCH super lineare come preamplificatore? Che preamplificatore ha usato l'autore?

L'ingresso UMZCH è progettato per il collegamento diretto a un lettore CD WADIA. con una tensione di uscita massima di 2 V (a proposito, anche un registratore DAT ha un livello simile). Il livello del segnale è impostato al suo interno da un DAC con funzione di regolatore (inoltre, la regolazione è combinata - sia in "cifra" che in "analogico" - modificando la tensione di riferimento). In un lettore a due blocchi, un regolatore a controllo digitale ha meno rumore di modulazione rispetto a un resistore variabile.

Tra i lettori CD relativamente comuni, possiamo consigliare i modelli SONY XA30ES, XA50ES e TEAC-X1. Anche i giocatori di SACD si sono dimostrati validi. Invece di un preamplificatore, l'autore ha utilizzato un semplice interruttore su relè reed.

Quando si progetta un UMZCH super lineare, si consiglia di utilizzare controlli del volume con attenuazione discreta. In casi estremi, è possibile inserire un resistore variabile con una resistenza di 10 kOhm all'ingresso dell'amplificatore. e deve essere collegato dopo il condensatore C1. alla frequenza di taglio dell'ingresso HPF. formata da Cl e dal collegamento in parallelo del regolatore e di R1, era minima a basso volume e massima ad alto volume.

17. Come posso ridurre temporaneamente la potenza di uscita (sensibilità)?

Per introdurre la modalità "20 dB" ("silenziosa"), è più semplice introdurre un resistore e un relè di "spegnimento" aggiuntivi (RES-49 o RES-55, RES-60, RES-80, RES-81, RES- 91 e così via) con contatti normalmente chiusi collegati in parallelo a questa resistenza. L'apertura dei contatti porta ad una diminuzione del livello. I contatti devono essere placcati in oro (controllare i passaporti dei relè). Funzioneranno anche altri relè reed, anche con contatti dorati. Il relè deve essere alimentato da una tensione continua con un basso livello di ripple, altrimenti è possibile uno sfondo di corrente alternata.

18. Nei dispositivi elettronici a banda larga, i condensatori di ossido di grandi dimensioni sono solitamente collegati in derivazione con condensatori ceramici. Vale la pena, quindi, prevedere il posizionamento di condensatori SMD sulla scheda?

Misurazioni speciali hanno dimostrato che quando i condensatori di ossido di qualità standard (Samsung, Jamicon, ecc.) Sono completamente installati sulla scheda, l'introduzione di condensatori ceramici aggiuntivi praticamente non modifica l'impedenza dei bus di alimentazione nella gamma di frequenze fino a 20 MHz, e anche le caratteristiche transitorie dell'amplificatore non cambiano. I condensatori SMD da 63 V (a montaggio superficiale) sono rari, di solito 50 V. È necessario tenere presente che una scheda di grandi dimensioni si deformerà durante il montaggio, il che può causare crepe in tali condensatori.

Letteratura

1. Ageev S. UMZCH dovrebbe avere un'impedenza di uscita bassa? - Radio, 1997, n. 4, pag. 14-16.
2. Vitushkin A., Telesnin V. Stabilità dell'amplificatore e suono naturale. - Radio, 1980, n. 7, p. 36, 37.
3. Sukhov N. UMZCH alta fedeltà. - Radio, 1989, n. 6, pag. 55-57; n. 7, pag. 57-61.
4. Alexander M. Un amplificatore di potenza audio con feedback corrente. 88° Convegno dell'Audio Ing. Society, ristampa n. 2902, marzo 1990.
5. Wiederhold M. Neuartige Konzeption fur einen HiFi-Leistungsfersterker. - Radio fernsehen elektronik, 1977, H.14, s. 459-462.
6. Akulinichev I. UMZCH con OOS a banda larga. - Radio, 1989, n. 10, pag. 56-58.
7. Tecnica Baxandal PJ per visualizzare la capacità di uscita di corrente e tensione degli amplificatori e metterla in relazione con le richieste degli altoparlanti. -JAES, 1988, vol. 36, pag. 3-16. 17.
8. Polyakov V. Riduzione del campo vagante dei trasformatori. - Radio, 1983, n. 7, pag. 28, 29.
9. Teoria dell'ECAP. - Pubblicato da EvoxRifa Co., 1997.
10. Connettori popolari di produzione straniera. - Radio, 1997, n. 4, pag. 60.
11. Connettori popolari di produzione estera. - Radio. 1997, n. 9. pp. 49-51.

Autore: S. Ageev, Mosca

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