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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Lampade o transistor? Lampade!. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a valvole Cos'è la "fascia alta"? È improbabile che qualcuno possa rispondere a questa domanda in modo inequivocabile. Il fatto è che questo concetto è puramente emotivo. È semplicemente impossibile creare un percorso così elettroacustico che soddisfi assolutamente tutti. Uno dei tratti caratteristici della nuova direzione nello sviluppo della riproduzione del suono di alta qualità è il risveglio dell'interesse per l'uso delle valvole a vuoto negli amplificatori AF. Ciò è dovuto al fatto che durante l'ascolto comparativo del suono di apparecchiature a valvole e transistor, gli esperti hanno iniziato sempre più a dare la preferenza al primo di essi. Nell'articolo "Criteri di qualità del suono psicoacustico e scelta dei parametri UMZCH", l'autore di queste righe ha cercato per la prima volta di stabilire una connessione tra le caratteristiche oggettive dei tubi elettronici e la percezione soggettiva del suono fornito dagli amplificatori a valvole AF. Soffermiamoci su questo in modo più dettagliato.
Prima di tutto, ricordiamo ai lettori le caratteristiche principali dell'uso delle lampade negli amplificatori AF. Esistono tre schemi per accenderli: con un catodo comune (Fig. 1a), con un anodo comune (Fig. 1b) e con una griglia comune (Fig. 1c). I quadripoli U1 e U2 designano condizionalmente i circuiti di ingresso e di uscita di ciascuno di quelli mostrati in Fig. 1 cascate. Inoltre, i quadripoli devono essere costruiti in modo tale che una corrente continua possa fluire attraverso i circuiti anodici delle lampade, e la necessaria tensione di polarizzazione costante possa essere applicata alla griglia rispetto al catodo. La cascata di amplificazione più utilizzata, costruita secondo lo schema con un catodo comune. Nella sua forma più semplice, è mostrato in Fig. 2.
È noto che le proprietà di una lampada, come elemento di un circuito elettrico, sono determinate dalle dipendenze tra correnti e tensioni nei circuiti dei suoi elettrodi. Quando si calcolano gli amplificatori a valvole, è consuetudine utilizzare le caratteristiche statiche della griglia anodica: ╡a = f(Uc) per Ua = const E ╡a=f(Ua) per Uc=const. Le famiglie di queste caratteristiche sono interconnesse, così che avendone alcune se ne possono costruire altre. Esempi di tali caratteristiche di triodo e pentodo sono mostrati nelle Figg. 3 e 4.
I parametri principali della lampada sono facili da impostare in base alle caratteristiche statiche. Il guadagno è definito come il rapporto tra l'incremento di tensione sull'anodo e l'incremento di tensione sulla griglia a una corrente anodica costante: m = ΔUa /ΔUC a la=const. La resistenza interna è definita come il rapporto tra l'incremento della tensione anodica e l'incremento della corrente anodica a una tensione di rete costante: Ri= ∆Ua/∆la a Uc=cost. La pendenza della lampada è il rapporto tra l'incremento della corrente anodica e l'incremento della tensione di rete a una tensione anodica costante: S = ΔIa/ΔUc a Ua= cost. Ora sul funzionamento delle lampade in un vero stadio di amplificazione. Si distinguono condizionatamente tre modalità: A. B e C. Nella modalità A, la posizione iniziale del punto operativo viene scelta in modo che, con un'ampiezza di segnale reale, si sposti all'interno della sezione lineare della griglia caratteristica della lampada. In modalità B, il punto di lavoro si trova nella curva inferiore di questa caratteristica, e in modalità C, a sinistra della curva. Di conseguenza, nelle ultime due modalità, la lampada funziona come un elemento non lineare. La modalità di funzionamento iniziale della lampada è determinata dalle tensioni delle fonti di alimentazione dei circuiti dei suoi elettrodi, meno le cadute di tensioni costanti sugli elementi di questi circuiti. Le cadute di tensione e le correnti nei circuiti degli elettrodi sono facili da trovare utilizzando le caratteristiche della lampada. Non ci soffermeremo sulle caratteristiche principali del funzionamento di una lampada nella cascata di un amplificatore lineare e non forniremo le principali formule di calcolo per l'uno o l'altro circuito per accenderlo, rimandiamo il lettore alla letteratura [1, 2]. Notiamo solo che le proprietà delle cascate di amplificazione a valvole sono, infatti, equivalenti alle proprietà di cascate simili sui transistor. Tuttavia, ci sono anche differenze. In primo luogo, la pendenza della lampada non dipende dalla temperatura dell'anodo (entro limiti ragionevoli), mentre il coefficiente di trasferimento di corrente dei transistor h21e cambia con le fluttuazioni della temperatura del suo cristallo. Di conseguenza, negli amplificatori valvolari, è possibile evitare la modulazione del segnale a bassa frequenza e garantire una buona riproduzione della porzione a bassa frequenza dello spettro delle frequenze audio. L'idea sbagliata esistente sui "bassi deboli" negli amplificatori a valvole è dovuta, a nostro avviso, all'insufficiente potenza dei trasformatori di uscita e dei trasformatori di alimentazione. In secondo luogo, lampade. a differenza dei transistor, sono controllati dalla tensione, non dalla corrente. Ciò consente di scaricare lo stadio precedente negli amplificatori a valvole e, di conseguenza, ridurre la non linearità da esso introdotta. Naturalmente, non bisogna dimenticare la capacità di ingresso dello stadio successivo, che può essere piuttosto elevata. Quindi, in cascata su una lampada 6N2P, il suo valore al massimo guadagno è di circa 73 pF. ma per caricare una tale capacità è necessaria molta meno corrente della corrente di controllo dello stadio a transistor. In terzo luogo, le lampade sono più individuali dei transistor in termini di distorsioni non lineari introdotte nel segnale. A titolo di esempio, riportiamo i livelli di distorsione armonica del segnale di uscita per due lampade intercambiabili 12AX7 e 6N2P in stadi equivalenti (Tabella 1).
Informazioni simili per gli stadi a transistor sono state indicate nell'articolo dell'autore pubblicato su "Radio" n. 12, 1987. Va tenuto presente che la modifica della modalità in entrambi i casi porta a una ridistribuzione dei livelli delle componenti armoniche. Parliamo ora dei fattori che influenzano la qualità del suono fornita dagli stadi di uscita degli amplificatori a valvole. Cominciamo con la fonte di alimentazione, perché, come dimostra la pratica, il funzionamento di qualsiasi dispositivo di amplificazione dipende in gran parte da esso. A causa del fatto che l'installazione di uno stabilizzatore di tensione in un amplificatore a valvole è antieconomica, aumentano i requisiti per tutti gli elementi della sua fonte di alimentazione. Per eliminare le perdite nel cavo di rete, il suo carico di corrente non deve superare i 2,5 A / mm2 di sezione. Prima dell'avvolgimento primario del trasformatore di rete, è necessario installare un filtro di blocco che sopprima il rumore ad alta frequenza e impulsivo che penetra nell'amplificatore. È vero, non salva dai "clic" che penetrano nell'amplificatore quando si accendono e si spengono elettrodomestici con carico reattivo (frigoriferi, aspirapolvere, ecc.), Ma protegge dalle interferenze create da fonti di potenti emissioni radio. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata al trasformatore di potenza. Il suo design dovrebbe garantire la soppressione delle interferenze che sono passate attraverso il filtro di blocco. Esistono tre modelli principali di trasformatori: corazzati, a barra e toroidali. I più utilizzati sono i trasformatori corazzati su circuiti magnetici a forma di W. Sono economici, tecnologicamente avanzati, ma hanno grandi campi vaganti. Inoltre, su tali trasformatori è molto difficile ottenere l'eliminazione di pickup e interferenze, e quindi la soppressione dei "clic" durante il funzionamento degli elettrodomestici. I trasformatori su circuiti magnetici toroidali non presentano questi svantaggi, ma sono troppo costosi. La scelta della sezione trasversale del circuito magnetico del trasformatore di rete e la posizione dei suoi avvolgimenti su di esso sono molto importanti. Per migliorare la qualità del suono, è necessario sforzarsi di ridurre l'induttanza di dispersione e l'autocapacità del trasformatore. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata all'isolamento, alla schermatura e alla posizione dell'avvolgimento di rete sul circuito magnetico. poiché eventuali connessioni parassite contribuiscono alla penetrazione di interferenze dalla rete nell'amplificatore. Nella scelta della sezione del circuito magnetico e del diametro dei fili degli avvolgimenti del trasformatore si deve tener conto che la corrente che passa attraverso l'avvolgimento secondario caricato sul raddrizzatore a ponte può raggiungere il triplo della corrente raddrizzata. La pratica dello sviluppo di amplificatori AF mostra che un trasformatore di rete reale dovrebbe avere un margine due-tre volte per la sezione trasversale dell'acciaio del circuito magnetico e il filo di rame degli avvolgimenti rispetto ai metodi di calcolo generalmente accettati. Non ci sono requisiti speciali per i raddrizzatori di alimentatori per amplificatori di potenza a valvole che differiscono da quelli per dispositivi simili di amplificatori a transistor. A meno che per le lampade non si debbano utilizzare dispositivi raddrizzatori ad alta tensione, poiché la tensione anodica delle lampade supera notevolmente la tensione richiesta per alimentare i transistor. Recentemente, tuttavia, è diventato di moda utilizzare i kenotron nei raddrizzatori invece dei diodi al silicio. In effetti, il kenotron si apre più agevolmente e la corrente da esso rettificata contiene meno componenti ad alta frequenza, tuttavia, buoni filtri di livellamento e una topologia di montaggio scelta correttamente consentono di progettare un eccellente raddrizzatore basato su diodi al silicio. In altre parole, con un raddrizzatore a diodi al silicio realizzato correttamente, il raddrizzatore kenotron non ha vantaggi rispetto a esso. Il terzo elemento principale dell'alimentazione dell'amplificatore è il filtro di livellamento. Negli alimentatori di amplificatori AF di alta qualità, è preferibile utilizzare filtri su condensatori fluoroplastici o in polipropilene. Tuttavia, tali condensatori hanno una capacità specifica bassa e non attenuano sufficientemente l'ondulazione della tensione raddrizzata. A questo proposito, è necessario installare condensatori di ossido nei filtri. I più adatti sono K50-27. Invece di un grande condensatore, si consiglia di utilizzare diversi condensatori più piccoli collegati in parallelo e deviare il condensatore di ossido con un piccolo condensatore in polipropilene. Tuttavia, recentemente sono comparsi i condensatori in polipropilene K78-12. K78-17 e K78-20 con una capacità di circa decine di microfarad, progettati per una tensione operativa di 500 V. Ora - sui fattori che determinano la dipendenza del suono dall'amplificatore stesso. Quando si sceglie un circuito di amplificazione di potenza single-ended o push-pull, di solito vengono presi in considerazione i seguenti vantaggi e svantaggi. Le armoniche contenute nei segnali di uscita degli amplificatori single ended sono soggettivamente meno evidenti; tali cascate forniscono un suono più morbido del registro ad alta frequenza, sono più semplici nei circuiti e nel design. Tra le carenze delle cascate a ciclo singolo, si può notare un'efficienza bassa (15 ... 20%) e. di conseguenza, bassa potenza di uscita, requisiti elevati per il livello di ondulazione e stabilità della tensione di alimentazione, difficoltà nella riproduzione di basse frequenze audio. L'ultimo di questi inconvenienti è associato alla presenza di magnetizzazione permanente del circuito magnetico del trasformatore di uscita di un amplificatore di potenza a ciclo singolo. Ciò porta ad una diminuzione della permeabilità magnetica del circuito magnetico, e quindi ad una diminuzione dell'induttanza dell'avvolgimento primario del trasformatore di uscita e ad un aumento della frequenza di taglio della sua risposta in frequenza. I tentativi di aumentare l'induttanza aumentando il numero di spire dell'avvolgimento primario fanno poco, poiché la polarizzazione aumenta e l'effettivo aumento dell'induttanza sarà insignificante. Inoltre, con un aumento della resistenza dell'avvolgimento, la tensione persa su di esso aumenterà e l'efficienza diminuirà. È possibile migliorare la situazione con la riproduzione di frequenze sonore più basse aumentando la sezione trasversale del circuito magnetico, che è ciò che cercano molti progettisti di amplificatori a valvole a ciclo singolo. Gli amplificatori di potenza push-pull riproducono meglio le frequenze audio più basse, poiché non c'è magnetizzazione permanente dei circuiti magnetici nei loro trasformatori di uscita. Tali amplificatori hanno una maggiore efficienza e potenza di uscita, sono meno esigenti sui parametri dell'alimentatore, hanno bisogno di un trasformatore di uscita più semplice. Tuttavia, gli amplificatori push-pull riproducono frequenze audio più elevate con minore precisione e hanno circuiti più complessi. Per ottenere un suono non distorto sono molto importanti le identiche caratteristiche delle lampade dello stadio di uscita push-pull. Di solito vengono selezionati in base alla pendenza e alla tensione di chiusura, ma, come dimostra l'esperienza, la selezione solo in base a questi parametri non è sufficiente. Quindi, quando le correnti delle lampade di uscita sono sbilanciate, si verifica la modulazione di ampiezza delle armoniche del segnale di uscita con una frequenza di 100 Hz. cioè, ad esempio, quando viene amplificato un segnale con una frequenza di 1000 Hz, all'uscita dell'amplificatore saranno presenti componenti con una frequenza di 900 e 1100 Hz. E questo porta alla comparsa di ulteriori e, osiamo assicurarvi, distorsioni udibili. Con lo squilibrio, ovviamente, aumenta anche il coefficiente totale di distorsione non lineare. Studi recenti hanno dimostrato che le coppie di pompe devono essere selezionate in base alla comproprietà delle caratteristiche corrente-tensione con una precisione non inferiore al 5% sull'intero intervallo di correnti operative. Il problema dell'utilizzo di OOS in un amplificatore di potenza può essere risolto, tenendo conto dei ben noti vantaggi e svantaggi. Supponendo che i vantaggi di OOS siano ben noti ai lettori, diremo solo che un amplificatore senza OOS, ad esempio, riproduce meglio le frequenze audio più alte e peggio quelle più basse. Le sue caratteristiche dipendono fortemente dalla stabilità dei parametri sia delle lampade che di altri elementi del circuito, nonché dalle proprietà della fonte di alimentazione. Richiede una considerazione più attenta dell'installazione. I parametri dello stadio di uscita dell'amplificatore sono in gran parte determinati dalle lampade che vi operano. Prima di tutto. tenendo conto delle caratteristiche delle lampade, è necessario decidere quale di esse è più appropriata da utilizzare nell'amplificatore: triodi o pentodi (tetrodi). Ad esempio, rispetto ai pentodi, i triodi forniscono una migliore linearità del guadagno e hanno una resistenza interna inferiore, ma hanno un guadagno inferiore e, a causa dello scarso utilizzo della tensione anodica, non consentono di ottenere più potenza in uscita. Come già notato, le valvole sono più individuali in termini di qualità del suono che forniscono. Presentiamo (Tabella 2) lo spettro delle armoniche del segnale di uscita di un amplificatore di potenza a ciclo singolo senza feedback su una lampada EL-34 funzionante in modalità A con un'ampiezza del segnale di uscita corrispondente a una potenza di 1 W. Il livello della prima armonica è considerato pari a XNUMX dB.
Come si può vedere dalla tabella, le cascate di amplificazione sullo stesso tipo di lampade, anche dello stesso produttore, hanno spettri armonici diversi del segnale di uscita, il che significa che il suono che forniscono non sarà lo stesso. La scelta della modalità operativa dell'amplificatore di potenza di solito non è difficile. È meglio usare la modalità A, poiché fornisce meno distorsioni e un suono migliore. È molto più difficile risolvere il problema della progettazione del circuito dello stadio di uscita dell'amplificatore, ma questo sarà discusso nel prossimo articolo. Iniziamo la nostra conoscenza del circuito degli amplificatori di potenza con uno stadio di uscita a ciclo singolo funzionante in modalità A. Il suo circuito tipico è mostrato in fig. 5. La cascata mostrata su di essa è costruita su un triodo, ma è consentito utilizzare un tetrodo o un pentodo.
Per analizzare le principali proprietà di una cascata a ciclo singolo su un triodo, utilizziamo quella mostrata in Fig. 6 famiglie di caratteristiche dell'anodo della lampada idealizzate. Con il pieno utilizzo della tensione anodica, il punto operativo B dovrebbe trovarsi al centro della linea di carico AB, la corrente di riposo è Iao, la tensione di riposo è Uao. l'ampiezza della tensione sinusoidale sulla griglia di controllo - Umc, sull'anodo - Ima La potenza fornita dalla cascata al carico, Р = 1/2 (lma Uma), e la potenza da essa consumata dalla fonte di alimentazione, Po = lao Uao. Da qui è facile trovare l'efficienza della cascata operante in modalità A, No \u2d P / Po \u0d / XNUMX (lma Uma) / Ino Uno, e la potenza dissipata all'anodo della lampada, P \uXNUMXd PXNUMX - P_ . Poiché nella modalità di riposo la potenza erogata dalla lampada al carico è zero, la corrente di riposo dello stadio viene scelta in modo tale che la potenza da esso consumata dalla sorgente di alimentazione non superi la potenza massima consentita dissipata all'anodo della lampada .
Le funzioni del carico anodico nella cascata che stiamo considerando sono eseguite dal trasformatore di uscita e, tenendo conto della sua efficienza, la potenza fornita direttamente alla testata dell'altoparlante, Pn = ntrP_ Se la potenza iniziale è Рn, utilizzando la stessa formula , puoi determinare la potenza che dovrebbe in questo caso dare il triodo al carico: Р_=Рн/mтР. Sulla fig. 7 mostra le dipendenze della potenza P_ data al carico, note dalla teoria dei dispositivi amplificatori. Rendimento - N° e coefficiente armonico -Kg della cascata sul triodo dal rapporto Rv/Ri. L'analisi di queste dipendenze ci permette di trarre le seguenti conclusioni: - lo stadio di amplificazione sul triodo dà la massima potenza al carico con la resistenza del carico anodico Ra=2Ri; - L'efficienza della cascata aumenta con l'aumentare di Rn/Rё avvicinandosi al valore di 0,5; - un aumento della resistenza del carico anodico del triodo contribuisce a ridurre le distorsioni non lineari introdotte dalla cascata.
Pertanto, per ottenere contemporaneamente un P_ elevato, un'efficienza sufficientemente elevata e un basso Kg, è desiderabile avere un rapporto Ra / Ri nell'intervallo 2 ... 4. Nel caso di utilizzo di un tetrodo o pentodo nello stadio di uscita, la natura di queste dipendenze cambia leggermente. È noto che la dipendenza della corrente anodica del triodo dalla tensione anodica e di griglia è descritta dalla relazione la=(Uc--Ua/m)3/2. che consente al progettista, che ha le caratteristiche dell'anodo della lampada, di selezionare in modo abbastanza inequivocabile la modalità del suo funzionamento. Per il tetrodo e pentodo, tale equazione non è ancora esistita. Gli autori di questo articolo hanno tentato di derivare una formula simile per il tetrodo a fascio 6P45S utilizzato dalla nostra azienda. Come risultato dell'analisi è stato ottenuto il rapporto Iа=1,8[1-1/(0.0012Ua2+ +1)](Uc/45+1)2, che descrive il comportamento di questa lampada però solo ad una tensione di la sua griglia schermo U3 pari a 175 V. Ad altre tensioni, invece di Uc, l'espressione (Ue + 0,5) - (U3-175) dovrebbe essere sostituita nella formula. Per altri tetrodi o pentodi, i coefficienti nel rapporto di cui sopra avranno significati diversi. Utilizzando questa equazione, non solo è possibile determinare il coefficiente armonico per la modalità di funzionamento della lampada selezionata, ma, utilizzando il metodo dell'analisi spettrale, determinare lo spettro armonico del segnale amplificato e ottimizzarlo in base ai criteri della percezione sonora soggettiva. I metodi tradizionali di analisi del lavoro di pentodi e tetrodi (metodo delle cinque ordinate) danno risultati simili. Sulla fig. 8 mostra le dipendenze dei parametri in P_ e Kg dalla resistenza Ra del pentodo 6PZS. Si può vedere dalla figura che all'inizio, con un aumento di Ra, la potenza P_ aumenta e Kg diminuisce, ma non appena Ra diventa pari a 3.4 kOhm (per le altre lampade questo valore sarà diverso), la potenza inizia diminuire, e Kg aumenta. In altre parole, il triodo è meno critico nella scelta di Ra. rispetto al tetrodo e al pentodo. È difficile dire come ciò influisca sulla qualità del suono, ma potenzialmente lo stadio di uscita su un triodo dovrebbe suonare più a suo agio che su un tetrodo o un pentodo.
D'altra parte, le cascate basate su pentodi e tetrodi nella modalità di massima potenza P_ hanno un'efficienza maggiore (0.35 ... 0.4). rispetto alle cascate sui triodi (0,15 ... 0.25). Consideriamo ora le caratteristiche dei trasformatori di uscita installati in UMZCH a ciclo singolo operanti in modalità A. In tali stadi, come è noto, vi è una magnetizzazione costante del circuito magnetico del trasformatore, che può portare a una caduta della sua permeabilità magnetica e una diminuzione dell'induttanza dell'avvolgimento primario, che è accompagnata da un restringimento della banda di frequenza riproducibile dallo spettro delle basse frequenze. Come segue dalla formula per determinare l'induttanza di una bobina con un circuito magnetico chiuso in acciaio (L=1,26nSmW2/Lc -10-8, Hn. dove m è la permeabilità magnetica del circuito magnetico; SM è la sezione trasversale del circuito magnetico, cm2; W è il numero di spire della bobina; Lc è la lunghezza media della linea del campo magnetico, cm), è possibile aumentare l'induttanza dell'avvolgimento primario del trasformatore aumentando il numero dei suoi spire e la sezione trasversale del circuito magnetico. Tuttavia, un aumento del numero di spire è accompagnato da un aumento della polarizzazione e un aumento della sezione trasversale del circuito magnetico porta ad un forte aumento delle dimensioni e del peso del trasformatore. Inoltre, l'induttanza in realtà cresce molto lentamente. Illustriamo il processo di selezione del circuito magnetico e il numero di spire dell'avvolgimento primario del trasformatore con il seguente esempio. Supponiamo di dover eseguire questa procedura per uno stadio amplificatore con una resistenza anodica della lampada di uscita Ra = 2 kOhm, una corrente anodica 1a = 0,2 A e una potenza utile P_ = 24 W. È noto che l'induttanza richiesta dell'avvolgimento primario del trasformatore di uscita è determinata dalla formula L \u0,3d 20 Ra / fn, H, il che significa che se vogliamo che l'intervallo di frequenza operativa sia limitato a fn \u0,3d 2 Hz, quindi dobbiamo fornire l'induttanza L \u10d 3 20 30 25 /50=5 Gn. Quando si utilizza il circuito magnetico PL6x0,3xb25, che può ospitare solo un numero molto determinato di spire, ciò è possibile con il rapporto tra la resistenza dell'avvolgimento primario e la resistenza dell'anodo Ro50 / Ra = 120. Un nucleo magnetico di grande sezione PL0,25x32x64 ha permesso di ridurre questo rapporto a 16 e PL0,2xXNUMXxXNUMX a XNUMX. È facile vedere che un aumento della sezione trasversale del circuito magnetico di un fattore tre porta ad una diminuzione del rapporto Ro6 / Ra da 0,3 a 0,2, e per ottenere un registro a bassa frequenza ben sviluppato, questo rapporto dovrebbe essere uguale a 0,1, perché altrimenti, a causa di una caduta di tensione a una resistenza troppo elevata dell'avvolgimento primario, l'efficienza dello stadio di uscita diminuirà. Se la gamma di frequenze riproducibili è limitata a una frequenza di 30 Hz, l'induttanza dell'avvolgimento primario diminuirà a 20 H, e in questo caso, quando si utilizzano i circuiti magnetici PL25x50x65, PL25x50x120 e PL32x64x160, i rapporti Ro6 / Ra diminuiranno essere rispettivamente pari a 0,23, 0,14 e 0,13. che è anche maggiore dello 0,1 richiesto. Per ottenere ancora il rapporto desiderato, si può consigliare di aumentare la tensione anodica della lampada di uscita, quindi, a potenza costante trasferita al carico, sarà possibile ridurre la corrente anodica, e quindi ridurre la polarizzazione di il trasformatore di uscita. Inoltre, è possibile aumentare la frequenza inferiore del campo di frequenza riproducibile fino a 40 Hz e ridurre la resistenza di carico anodico Rn utilizzando lampade a bassa resistenza interna Ri. Passiamo ora a considerare le caratteristiche dello stadio di uscita push-pull (Fig. 9). Questa cascata impone severi requisiti sulla simmetria dei segnali antifase che arrivano ai suoi ingressi. Questi requisiti devono essere soddisfatti da una cascata con inversione di fase.
Dal punto di vista di garantire la simmetria dei segnali di uscita, il migliore è un invertitore di fase realizzato su due triodi collegati secondo un circuito bilanciato (Fig. 10). La sua simmetria dipende dai parametri del generatore di corrente nel circuito catodico delle lampade dell'invertitore di fase.
Per illustrare questa affermazione, presentiamo lo spettro delle armoniche e il coefficiente di distorsione non lineare dei segnali di uscita degli invertitori di fase funzionanti con generatori, le cui resistenze equivalenti sono 11 e 30 kOhm (vedi tabella).
Le misure sono state effettuate per i livelli del segnale di uscita dell'inverter trifase: massimo (+20 dB), nominale (+10 dB) e minimo (0 dB). È facile vedere che con un aumento della resistenza equivalente del generatore da 11 a 30 kΩ, il coefficiente armonico del segnale di uscita, determinato dalla simmetria dell'invertitore di fase, diminuisce di quasi un fattore due. Come generatore di corrente, puoi usare una lampada, un transistor o un resistore convenzionale. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata alla selezione di coppie di lampade per uno stadio di uscita push-pull. Questo è molto importante da fare, poiché lo squilibrio porta ad un aumento significativo della distorsione complessiva all'uscita dell'amplificatore, nonché alla modulazione di ampiezza delle armoniche con una frequenza di 100 Hz a causa di una diminuzione del grado di soppressione dell'ondulazione dell'alimentazione, che è inerente a tutte le fasi equilibrate. Recenti studi condotti dagli autori dell'articolo hanno confermato la necessità di selezionare coppie di lampade in base alla coincidenza delle caratteristiche corrente-tensione con una precisione non inferiore al 5 ... 2% nell'intero intervallo di correnti operative. Per calcolare uno stadio di uscita push-pull funzionante in modalità A, è possibile utilizzare le formule per il calcolo degli stadi single-ended, raddoppiando solo la potenza P_. Nel caso del suo funzionamento in modalità B, la procedura di calcolo cambia leggermente [3]. Mostrato in fig. 11, le dipendenze della potenza erogata al carico P_ e dell'efficienza dal rapporto Ron/Ri confermano anche il fatto che, a una data tensione anodica e funzionamento in modo B senza correnti di griglia, il triodo eroga la massima potenza ad un anodo resistenza di carico pari alla sua resistenza interna Ri. L'efficienza dello stadio di uscita push-pull sui triodi in modo B aumenta all'aumentare di Ron, tendendo ad un valore di 0,785.
Nel caso di utilizzo di pentodi o tetrodi in uno stadio di uscita push-pull, il loro carico più vantaggioso quando si opera in modalità B è quello in cui la caratteristica di carico passa attraverso la curva della caratteristica dell'anodo statico presa ad una tensione sulla griglia di controllo Uc = 0. In questo caso la potenza erogata dalle lampade al carico e l'efficienza della cascata sono prossime al massimo. La resistenza del carico anodico di un braccio dello stadio push-pull in modalità B è inferiore a quella in modalità A e di solito è compresa tra (0.04 ... 0.1) Ri. Altrimenti, la cascata push-pull sui pentodi viene calcolata allo stesso modo dei triodi. Va notato che negli stadi di uscita dei veri amplificatori 3H di alta qualità, la modalità B pura non viene mai utilizzata a causa del verificarsi di distorsioni di tipo "step" inerenti a questa modalità. La modalità AB è preferita. a cui le lampade funzionano con un certo offset iniziale, che elimina la comparsa di queste distorsioni. La selezione di un trasformatore di uscita per uno stadio in modalità B è più semplice che per uno stadio in modalità A, poiché non ci sono problemi associati alla magnetizzazione permanente del circuito magnetico. Per quanto riguarda la minimizzazione dell'induttanza di dispersione, essa si ottiene sezionando entrambi gli avvolgimenti del trasformatore. In conclusione, vorrei attirare l'attenzione su un parametro dell'amplificatore come l'impedenza di uscita. Può essere determinato dalla formula: Rout=[(Uxx/Uh)-1] Rh. dove Uxx - tensione a vuoto all'uscita dell'amplificatore, V; Uh - tensione al carico dell'amplificatore, V; Rh è la resistenza al carico. Ohm. Questo parametro caratterizza in modo più completo la dipendenza della corrente di uscita dalla tensione di uscita dell'amplificatore. Sulla fig. 12 mostra uno schema di inclusione di strumenti di misura, atto a rimuovere questa dipendenza. Le misurazioni devono essere effettuate a frequenze diverse. Questa relazione dovrebbe essere il più lineare possibile. La non linearità è corretta dall'introduzione del FOS di sufficiente profondità.
Il preamplificatore è realizzato secondo uno schema a due canali, funziona da pickup magnetici di centraline elettroniche tradizionali, lettori CD e altre fonti di segnali a bassa frequenza. Fornisce controllo del volume leggermente compensato, controllo del tono per frequenze sonore più basse e più alte, regolazione del bilanciamento stereo. L'amplificatore ha due uscite e jack per cuffie stereo. Un registratore può essere collegato a una delle uscite e un UMZCH esterno può essere collegato all'altra. Principali caratteristiche tecniche dell'amplificatore. Impedenza di ingresso nominale: pickup magnetico - 47, lettore CD - 10, universale - 100 kOhm; gamma di frequenze sonore riproducibili - 7...90000 Hz; gamma di controllo del tono per frequenze sonore inferiori e superiori - 6 dB; livello di rumore (valore ponderato) - all'uscita del correttore amplificatore pickup magnetico - 73, amplificatore lineare - 97 dB; resistenza di uscita - non inferiore a 1 kOhm; separazione dei canali stereo a una frequenza di 10 kHz - non inferiore a 40 dB, segnale di uscita massimo a un carico di 47 kOhm - non inferiore a 25 V (rms) Lo schema di collegamento dei blocchi preamplificatori è riportato in fig. 13. Consiste di quattro blocchi funzionalmente completati: un filtro passa-alto (A1), elementi di controllo del volume (A2), un amplificatore a due canali (A3) e un alimentatore (A4). Al di fuori dei blocchi ci sono cinque jack di ingresso (XS1-XS5) e tre di uscita (XS6-XS8), tre interruttori (ingressi - SA1, filtri passa-alto - SA2, elementi di loudness - SA3), controlli di bilanciamento stereo (R9, R10) , controlli del volume (R11 , R12), frequenze sonore basse (R13, R15) e superiori (R14, R16), elementi del display (HL1-HL15), protezione da sovratensione e interruttore di alimentazione.
Sul pannello frontale dell'alloggiamento dell'amplificatore sono presenti i controlli del volume, del tono e del bilanciamento stereo, un interruttore di rete, un indicatore di filtro passa-alto attivo, un interruttore del volume, un interruttore di ingresso e un jack telefonico, e sul retro ci sono ingresso e jack di uscita e un jack di terra. Il segnale dall'ingresso del pickup magnetico XS2 viene inviato all'ingresso dell'amplificatore correttore e dalla sua uscita all'interruttore di ingresso SA1. Anche i segnali provenienti da tutti gli altri ingressi vengono inviati qui, che poi vanno ai filtri passa-alto R1R2C1 (schede A1 L, A1.2). I filtri sono progettati per limitare lo spettro sonoro dal lato delle frequenze audio inferiori (<18 Hz) e, se lo si desidera, possono essere disattivati dall'interruttore SA2.0.Quando i filtri sono accesi, il LED HL1 segnala. Tramite questi interruttori e controlli di bilanciamento stereo R9 separati. I segnali di ingresso R10 vanno ai controlli di volume 11, R12, e quindi agli ingressi dei preamplificatori 3H (schede A3.1 e A3.2). Utilizzando l'interruttore SA3, gli elementi di loudness R11, R12, C1 possono essere collegati alle prese dei resistori R2, R1. C2 e R3. R4. C3, C4 (tavole A2.1 e A2.2). Dall'uscita del preamplificatore (pin 19, 16 schede A3.1 e A3.2), il segnale amplificato viene inviato alla presa di uscita XS7 e all'ingresso di un ripetitore telefonico collegato alla presa telefonica XS8. il jack di uscita XS6 è collegato al controllo del bilanciamento stereo e viene utilizzato, come menzionato sopra, durante la registrazione di un segnale su un registratore a nastro. Il diagramma schematico di uno dei canali del preamplificatore (scheda A3.1) è mostrato in fig. 14. Il secondo canale è completamente identico ad esso. Le conclusioni del suo tabellone sono indicate tra parentesi accanto alle conclusioni del primo canale (Fig. 14). Sulla scheda A3.1 sono montati un amplificatore correttore di pickup magnetico, nonché amplificatori lineari e telefonici.
Quando si opera da un pickup magnetico, il segnale di ingresso dalla presa XS2 (Fig. 13) attraverso il circuito di correzione ad alta frequenza passivo R2C1 viene inviato all'ingresso di un amplificatore correttore a tre stadi. I suoi primi due stadi sono realizzati su un doppio triodo VL1 secondo il solito circuito resistivo con un carico nel circuito anodico. Il terzo stadio è assemblato su una lampada VL2.1 secondo il circuito catodo follower, che contribuisce al suo buon accoppiamento con un amplificatore lineare. Per stabilizzare la modalità operativa di questa cascata, viene utilizzato il circuito R8R9R12. La risposta in frequenza standard dell'amplificatore correttore è stata ottenuta grazie a due circuiti dipendenti dalla frequenza: un circuito R2C1 passivo e un circuito OOS, la cui tensione viene prelevata dall'uscita dell'amplificatore e alimentata attraverso gli elementi R10R11C4 al catodo del VL1.1. 10 lampada di ingresso. La tensione dall'uscita dell'amplificatore correttore (pin 3.1 della scheda A1) viene fornita all'interruttore di ingresso SA12 e quindi, nel solito modo, all'ingresso (pin 3.1 della scheda AXNUMX) del lineare amplificatore. Il guadagno del correttore del pickup magnetico a una frequenza di 1000 Hz - 38 dB; rapporto segnale/rumore ponderato - 72...74 dB; deviazione della risposta in frequenza dallo standard quando si utilizzano elementi R2, R5, R10, R11, C1, C4 con una tolleranza dell'1% - non più di 1 dB. L'amplificatore lineare, come l'amplificatore correttore, è a tre stadi. Le cascate sui triodi VL3.1 e VL3.2 Le lampade VL3 sono assemblate secondo lo schema degli amplificatori resistivi. Il primo di essi, attraverso i resistori R15R16, è coperto da un circuito OOS locale, che ne riduce l'impedenza di uscita. Il terzo stadio è un catodo follower. La tensione dalla sua uscita viene inviata al jack di uscita XS7 e all'amplificatore del telefono. I controlli di tono R13 (LF) e R14 (HF), insieme agli elementi R19-R23 e C9-C11, lavorano in un comune circuito OOS. Guadagno dell'amplificatore lineare - 20 dB; il valore ponderato del rapporto segnale/rumore è 97...99 dB. L'amplificatore telefonico è realizzato secondo lo schema di un inseguitore di emettitore composito su transistor VT1-VT4. La tensione dal suo carico viene fornita alla presa telefonica XS8 (vedi Fig. 13). Il diagramma schematico dell'alimentazione del preamplificatore è mostrato in fig. 15. La tensione di rete CA viene fornita attraverso uno speciale filtro di soppressione del rumore ad alta frequenza L1L2C1C2 e un interruttore di alimentazione SA4. Il trasformatore di rete T1 funziona su tre raddrizzatori. Il raddrizzatore di tensione anodica è assemblato su diodi VD5-VD8 collegati in un circuito a ponte. La tensione raddrizzata viene fornita al filtro di livellamento dell'ondulazione R18C11-C14R16 e quindi al filtro elettronico sul transistor VT1 e ai diodi zener VD1, VD2. Questi ultimi proteggono il transistor dal guasto al momento dell'accensione. La modalità di funzionamento di questo filtro è impostata dal resistore di sintonia R12. All'uscita del filtro elettronico sono inclusi i filtri RC passivi R1C1, R2C2, R3C3 e R4C4.
Il raddrizzatore di tensione del filamento della lampada è assemblato su diodi VD9-VD12. Direttamente dalla sua uscita (dopo aver livellato i condensatori C15, C16) attraverso il resistore R5, l'alimentazione viene fornita alle spie a incandescenza HL2-HL15. La tensione del filamento delle lampade dell'amplificatore viene preliminarmente fornita allo stabilizzatore sui transistor VT2, VT3. Il valore esatto della tensione stabilizzata (+6,3 V) è impostato dal resistore di sintonia R6. La tensione per alimentare l'amplificatore telefonico (-6,3 V) viene raddrizzata dai diodi VD13-VD16, passa attraverso il condensatore di livellamento dell'ondulazione C17, lo stabilizzatore sui transistor VT4, VT5 ed entra negli elettrodi dei transistor VT1-VT4 dell'A3 scheda preamplificatore. I blocchi principali dell'amplificatore sono montati su un telaio metallico con dimensioni di 475X112x400 mm. In tutti i blocchi vengono utilizzati resistori costanti C2-23 e C2-33 e resistori di sintonia SP4-1. Sulla scheda dell'amplificatore (A3.1) condensatori K71-7 (C1, C4, C13, C16), K73-17 (C2, C5, C14), K78-2 (C3, C6, C7, C15), K77-7 sono installati (C9-C11, C13), K50-24 (C8, C17, C18), KD-2 (C12); sulla scheda di alimentazione (A4) - K73-17 (C1-C4, C6, C7, C10, C18-C20), K50-24 (C5, C8. C9, C15-C17); sulla scheda del volume (A2) - PM-2 (C1 ... C3) e K71-7 (C2. C4); sulla scheda del filtro passa-alto (A1) - K71-7 (C1); fuori dai blocchi - KM-5 (C1-C7) e K73-17 (C8-C9); nel filtro di rete -K73-17 (C1, C2). I resistori SPZ-30 sono stati utilizzati come controlli di bilanciamento stereo, SPZ-30 come controlli del volume e SPZ-30 come controlli di tono. Il trasformatore di rete del preamplificatore è realizzato sul circuito magnetico Ш26Х52. L'avvolgimento 1-3-5-7 contiene 2x404 spire di filo PEV-2 0,315; avvolgimento 2-4 - 1078 giri di filo PEV-2 0,08; avvolgimento 10-12 - 36 giri di filo PEV-2 1,41; avvolgimento 6-8 - 31 giri di filo PEV-2 0,315. L'avvolgimento di schermatura è costituito da 20 giri di filo PEV-2 0,1 avvolti in una riga. Le bobine DM-3 (LI, L2) sono installate nel filtro di linea. Interruttore di alimentazione SA4 - PKN-41, interruttore filtro passa-alto SA2 - PKN61. altri interruttori SA1, SA3 - PGK. L'amplificatore di potenza "UM-01" prodotto da "Valancon" può funzionare sia dal proprio (vedi "Radio", 1998, n. 3, pp. 19-21), sia da un preamplificatore esterno. La sua sensibilità è di 0,775 V; potenza di uscita nominale - 2x100 W, massima a breve termine - 2x200 W; gamma nominale di frequenze riproducibili - 7...90 000 Hz; irregolarità della risposta in frequenza nell'intervallo 20 ... 20 Hz - non più di 000 dB; rapporto segnale-rumore - non inferiore a 3 dB; dimensioni - 97x475x160 mm; peso - 400 kg. L'amplificatore è progettato per collegare altoparlanti con un'impedenza elettrica di 34 e 4 ohm. Lo schema di collegamento dei blocchi UMZCH è mostrato in fig. 17. Il segnale stereo in ingresso dal jack XS1 attraverso i controlli di livello R1 e R2 va alle schede degli amplificatori lineari (A1.1, A1.2) e quindi terminali (A2.1, A2.2) 3H. Questi ultimi sono caricati sui trasformatori di uscita T1, T2, ai cui secondari possono essere collegati sistemi acustici tramite le prese XS2 - XS3.
Un diagramma schematico del canale di un amplificatore lineare montato sulla scheda A1.1 è mostrato in fig. 18. Il primo stadio dell'amplificatore è realizzato su un triodo VL1.1, collegato secondo lo schema con un carico nel circuito anodico. Il circuito catodico di questa lampada (pin 3 della scheda A1.1) attraverso il circuito R6C4 riceve la tensione dell'OOS comune dall'avvolgimento secondario del trasformatore di uscita T1. La sua profondità è strettamente correlata ai parametri del trasformatore di uscita e alla topologia delle connessioni di campo. Con le lampade di uscita 6P45S utilizzate in questo amplificatore, è garantita una linearità sufficiente dell'amplificatore a una profondità OOS di 5 ... 15 dB. Dal resistore di carico R5 del triodo VL1.1, la tensione amplificata viene fornita alle griglie dei triodi della lampada VL2, che opera in una cascata di inverter di fase. I circuiti catodici di questa lampada includono un generatore di corrente realizzato su un triodo VL1.2. La sua nomina è stata descritta in dettaglio in uno degli articoli precedentemente pubblicati di questa serie. La modalità dello stadio dell'invertitore di fase è impostata da un resistore sintonizzato R15 in base all'ampiezza massima del segnale agli anodi della lampada VL2. Gli elementi R13C9C5 correggono le caratteristiche di frequenza e fase dell'amplificatore di potenza. I loro valori nominali dipendono dallo specifico trasformatore di uscita e sono selezionati in modo tale da ottenere una sufficiente uniformità delle caratteristiche citate. I resistori R4, R17 e i condensatori C1, C2, C7, C8 forniscono un ulteriore filtraggio della tensione di alimentazione delle lampade dell'amplificatore lineare. Dalle uscite dello stadio invertitore di fase (pin 7, 8 della scheda A1.1), i segnali 3H vengono inviati agli ingressi dell'amplificatore di potenza finale push-pull (pin 7, 8 della scheda A2.1) sui pentodi VL5, VL6 (figura 19). La tensione di polarizzazione viene fornita alle loro griglie di controllo da un raddrizzatore esterno con una tensione di -120 V. Le correnti della lampada sono impostate da un resistore di regolazione R1 e da un regolatore di bilanciamento R2. Gli anodi della lampada (vyv. 23, 24) sono collegati agli avvolgimenti primari del trasformatore di uscita T1. Gli schemi dei canali degli amplificatori montati sulle schede A1.2 e A2.2 sono simili a quelli descritti. Le conclusioni di queste schede sono mostrate in Fig. 18, 19 tra parentesi.
Il diagramma schematico dell'alimentazione (scheda A3) dell'amplificatore di potenza è mostrato in fig. 20. La tensione di rete viene fornita al trasformatore di alimentazione T1 attraverso il filtro antirumore ad alta frequenza L1L2C3C4 e l'interruttore SB1. Cinque raddrizzatori sono collegati agli avvolgimenti secondari del trasformatore. Dal raddrizzatore per una tensione di +420 V (VD2 - VD5), vengono alimentati gli stadi dell'invertitore di fase, +400 V (VD6-VD9 e VD10-VD13) - i circuiti anodici delle lampade degli stadi di uscita, +175 V (VD14-VD17) - i primi stadi di amplificatori lineari e circuiti che schermano le griglie delle lampade degli stadi di uscita, -120 V (VD18 - VD21) - i circuiti di polarizzazione della griglia delle lampade degli stadi di uscita e una lampada di un generatore di corrente di un amplificatore lineare . Tutti i raddrizzatori sono realizzati secondo circuiti a ponte. Per sopprimere le interferenze ad alta frequenza, i diodi vengono deviati con condensatori C14 - C3. Come elementi che appianano le increspature, vengono utilizzati condensatori di ossido C2 - C7, C11, C12, deviati con condensatori con una capacità di 0,1 μF. Un diodo zener VD120 è installato all'uscita del raddrizzatore per una tensione di -1 V.
I filamenti di tutte le lampade dell'amplificatore di potenza sono alimentati da corrente alternata da un avvolgimento separato 13 - 14 del trasformatore di rete T1. L'amplificatore di potenza è montato su cinque schede (A1.1, A1.2, A2.1, A2.2 e A3). All'esterno delle schede sono presenti jack di ingresso e uscita, regolatori del livello del segnale, trasformatori di uscita e di rete, elementi del circuito OOS C1, C2, R3, R4 (vedi Fig. 17), un filtro di soppressione del rumore ad alta frequenza, un interruttore di alimentazione e una presa aggiuntiva XS1 (Fig. 20 ). Tutti i resistori fissi sono C20-23 e C2-33. L'amplificatore lineare utilizza condensatori K50-24 (C3), K73-17 (C2, C7); K71-7 (Do9), K78-2 (Do10, Do11). Tutti gli altri condensatori di ossido dell'amplificatore di potenza sono K50-27, i condensatori, i diodi shunt del raddrizzatore e i filtri di livellamento sono K73-17. Regolatori di livello del segnale R1, R2 (vedi Fig. 17) - SPZ-4M, resistori di sintonia R15 (vedi Fig. 18) e R1, R2 (vedi Fig. 19) -SP4-1. I trasformatori di uscita sono realizzati su circuiti magnetici Ш32Х64. Gli avvolgimenti primari 5 - 1 e 1 - 6 contengono ciascuno 444 giri di filo PEV-2 0,45. Gli avvolgimenti secondari sono sezionati e ogni sezione contiene 26 spire di filo PEV-2 1,32. Il trasformatore di rete utilizza un nucleo magnetico Sh40X80. L'avvolgimento primario 1-2 è costituito da 344 spire di filo PEV-2 1,0. Gli avvolgimenti secondari contengono: 3-4 - 464 spire di filo PEV-2 0,16; 5-6 e 7-8 - 450 giri di filo PEV-2 0,45 ciascuno; 9-10 - 195 giri di filo PEV-2 0,16; 11-12- 156 giri dello stesso filo, 13-14 - 11 giri di filo PEV-2 2,5. Letteratura
Autore: V. Kostin, Mosca
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