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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Sintetizzatore di frequenza per ricetrasmettitore KB. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili Il sintetizzatore di frequenza nelle apparecchiature di comunicazione, essendo il cuore del sistema di sintonizzazione, determina non solo il consumatore, ma anche le caratteristiche selettive di un particolare dispositivo. Negli ultimi anni, sono apparsi progetti di sintetizzatori per radioamatori che utilizzano chip di sintesi digitale diretta di Analog Device (analog.com). I microcircuiti differiscono l'uno dall'altro per la frequenza di uscita limite, la qualità del segnale sintetizzato, il servizio "ingannato" e, non meno importante, il prezzo. Proviamo a capire come e quali chip DDS è consigliabile utilizzare quando si costruisce un sintetizzatore di frequenza per un ricetrasmettitore a onde corte. Sintesi di frequenza digitale diretta - DDS (Direct Digital Sinthesys), un metodo di sintesi piuttosto "giovane", le cui prime pubblicazioni iniziarono ad apparire alla fine degli anni '70. La risoluzione in frequenza del DDS raggiunge i centesimi e persino i millesimi di hertz a una frequenza di uscita di diverse decine di megahertz. Un'altra caratteristica del DDS è l'altissima velocità di hopping, limitata solo dalla velocità dell'interfaccia di controllo digitale. I sintetizzatori basati su PLL utilizzano il feedback e il filtraggio degli errori, che rallenta il processo di salto di frequenza. Poiché l'uscita DDS è sintetizzata digitalmente, è possibile eseguire vari tipi di modulazione. Sia tecnicamente che economicamente, il DDS soddisfa la maggior parte dei criteri per un sintetizzatore di frequenza ideale: è semplice, altamente integrato e di piccole dimensioni. Molti parametri DDS sono controllati dal programma, il che consente di aggiungere nuove funzionalità al dispositivo. Tutto ciò rende i sintetizzatori DDS strumenti molto promettenti. Esistono alcune limitazioni associate ai processi di campionamento e conversione da digitale ad analogico che avvengono in DDS:
Senza entrare nei dettagli della struttura e del principio di funzionamento dei microcircuiti DDS (tutto ciò è descritto in dettaglio nella letteratura specializzata), ci soffermeremo solo su questioni generali della loro applicazione e caratteristiche. Il problema principale che ostacola ancora l'utilizzo dei microcircuiti DDS come oscillatore locale di un ricetrasmettitore KB è la presenza di componenti nello spettro, il cui livello è di circa -80 dB. Si sentono quasi in sequenza continua (come una "recinzione" dai punti interessati) quando si ricostruisce il ricetrasmettitore con l'antenna spenta. Puoi eliminare questi componenti solo con un filtro DDS che monitora la frequenza di uscita, ma la produzione di un tale filtro complica notevolmente il design. L'autore ha cercato di utilizzare nei ricetrasmettitori autoprodotti il segnale sintetizzato direttamente dall'uscita dei microcircuiti DDS, invece del segnale dell'oscillatore locale basato sul "classico" sintetizzatore a loop singolo. Il segnale di uscita del sintetizzatore DDS è stato filtrato da un filtro passa-basso con una frequenza di taglio di 32 MHz. I ricetrasmettitori in cui sono stati testati i sintetizzatori sono stati costruiti secondo un unico schema di conversione e un IF nell'intervallo 8,321 ... 8,9 MHz. Il primo mixer è passivo, realizzato su transistor KP305B o su un microcircuito KR590KN8A, controllato da un meandro. Il livello del segnale RF sul mixer - non più di 3 V (eff). Sensibilità - 0,3 μV. La gamma dinamica per l'intermodulazione non è inferiore a 90 dB quando vengono forniti due segnali con una spaziatura di ± 8 kHz, che, secondo l'autore, si adatta alla maggior parte dei radioamatori che lavorano in onda. Erano questi parametri che avevano tutti i ricetrasmettitori testati con un sintetizzatore "classico" a un loop. La sua descrizione dettagliata può essere trovata su cqham.ru/ut2fw. Lì puoi anche trovare un circuito sintetizzatore DDS basato su di esso. I test sui sintetizzatori hanno mostrato che, ad esempio, con il microcircuito AD9850, il livello dei componenti era fissato al livello di 2 ... 4 punti sulla scala S-meter. Con l'antenna collegata, in totale con il livello di rumore in onda, l'S-meter ha mostrato da 4 a 7 punti a frequenze inferiori a 10 MHz. Sulle fasce di 160 e 80 m la "recinzione" era praticamente impercettibile. Con il microcircuito AD9851, le cui caratteristiche di rumore nominale sono migliori di 10 dB, il livello medio dei componenti della combinazione non ha superato 1...3 punti sulla scala S-meter. Quando si opera in onda a frequenze inferiori a 10 MHz, sono quasi impossibili da rilevare a orecchio, ma questo, a sua volta, dipende dal valore della frequenza intermedia selezionata (ad esempio, 8,363 MHz). La qualità del segnale sintetizzato dallo stesso chip DDS è eccellente, il tono è "ideale", l'ampiezza del "rumore" è minima. La risoluzione dell'analizzatore di spettro SK4-59 non ci ha permesso di trovare la differenza tra il segnale di questo sintetizzatore e il segnale del classico GPA su un transistor ad effetto di campo (KP307G, induttivo a tre punti, sintonizzazione tramite KPE). Se non fosse per questi, anche se piuttosto deboli, "picco, picco, picco" durante l'accordatura, si potrebbe eliminare il sintetizzatore a un loop dal ricetrasmettitore e installare al suo posto un sintetizzatore DDS. Il lavoro svolto ci consente di parlare dell'impossibilità di utilizzare i chip di sintesi digitale diretta AD9850, AD9851 in un ricetrasmettitore con una sensibilità di circa 0,3 μV senza degradarne le caratteristiche. È possibile che con requisiti meno rigorosi per la sensibilità del ricetrasmettitore e un'altra versione del mixer, questi microcircuiti possano essere utilizzati nell'oscillatore locale. Probabilmente, questa sarà una buona versione di un sintetizzatore di microtransceiver per condizioni di campo con tutti i tipi di servizi (controllo dal processore), praticamente senza filtri di ingresso (upconversion), con un intervallo operativo continuo da 0 a 15 MHz. Le dimensioni del sintetizzatore insieme al controller di controllo non sono altro che una scatola di fiammiferi. La frequenza massima sintetizzata può superare i 75 MHz e la frequenza intermedia del ricetrasmettitore può raggiungere i 60 MHz! Un passo della perestrojka - almeno una frazione di hertz! Nelle descrizioni dei microcircuiti DDS, il produttore offre due opzioni per il loro utilizzo nei sintetizzatori PLL con maggiori requisiti per la qualità del segnale di uscita: utilizzarlo come "oscillatore di riferimento regolabile" o come divisore del rapporto di divisione variabile (VDC) in un sintetizzatore a loop singolo. Non è stato possibile trovare informazioni sulla differenza nelle caratteristiche qualitative dei sintetizzatori di entrambe le versioni. Analizzando i circuiti dei ricetrasmettitori importati, l'autore ha trovato lì l'implementazione solo della seconda opzione (ad esempio, nei ricetrasmettitori FT-100, FT-817), sulla base della quale è stato costruito il sintetizzatore proposto. Va anche notato la versatilità di questa versione del sintetizzatore. A seconda del programma di controllo e della frequenza di sintonia del VCO, può essere utilizzato sia per un ricetrasmettitore a bassa IF che per un ricetrasmettitore "upconverted". Nel sintetizzatore per basse IF, il VCO opera a frequenze quattro volte superiori a quelle richieste, e quando un segnale viene applicato al mixer, la sua frequenza viene divisa per 4 da un ulteriore divisore. Eliminando il divisore per 4, il sintetizzatore può essere utilizzato per rielaborare ed espandere le capacità delle apparecchiature di comunicazione militare dismesse, ad esempio "R-143", "Kernel", "Crystal", "R-399" e simili, con un primo IF alto. A tavola. 1 mostra il layout di frequenza "standard" per IF basso (8,863 MHz).
A tavola. 2 - layout di frequenza per IF 90 MHz, che può essere utilizzato anche per qualsiasi altra frequenza (non ci sono restrizioni nel programma), e il suo utilizzo in un ricetrasmettitore con un IF basso faciliterà notevolmente il problema della soppressione dei canali di ricezione mirror e side .
Lo schema a blocchi del sintetizzatore è mostrato in fig. 1. Il segnale dell'oscillatore a cristallo da 20 MHz viene utilizzato contemporaneamente per il funzionamento del chip DDS e del controller PIC.
A seconda dell'intervallo selezionato e del programma di controllo del controller, il chip DDS genera frequenze da 80 a 500 kHz, che vengono inviate attraverso un filtro passa-basso (LPF) a uno degli ingressi del rilevatore di fase di frequenza (PD) . La frequenza di uscita del VCO è divisa per 256 e alimentata al secondo ingresso del rilevatore di fase di frequenza. La tensione dall'uscita dell'FD, dopo essere passata attraverso il filtro passa-basso, viene fornita al varicap di sintonia in frequenza del VCO. La variazione di tensione avviene finché le frequenze su entrambi gli ingressi PD non corrispondono. Quando le frequenze corrispondono, il PLL si chiude e mantiene la frequenza. La frequenza di uscita del DDS è controllata dal microcontrollore, in accordo con il programma incorporato in esso e lo stato dei circuiti di controllo esterni. Per rendere la frequenza del VCO adatta alla costruzione di un TRX a bassa IF, viene ulteriormente divisa per 2 o 4, a seconda del mixer utilizzato nel ricetrasmettitore. Nel ricetrasmettitore dell'autore, la formazione di segnali di controllo antifase per il mixer viene eseguita su un microcircuito 74AC74, che divide la frequenza per 2. Il passo di sintonia del sintetizzatore è selezionato dal software e può essere impostato con una risoluzione di 1, 10, 20, 30, 50, 100,1000 o 5000 Hz. La stabilità di frequenza del sintetizzatore, che dipende principalmente dalla stabilità dell'oscillatore al quarzo, è paragonabile alla stabilità dei sintetizzatori dei ricetrasmettitori industriali importati. A temperatura ambiente costante, è possibile una deriva di frequenza di pochi hertz. Quando il generatore di clock viene riscaldato con un saldatore a +70 ° C, la deriva di frequenza nella gamma di 28 MHz non supera i 140 Hz. Ad esempio, in un costoso ricetrasmettitore "IC-756" (secondo l'azienda) nella prima ora dopo l'accensione, la variazione di frequenza è ± 200 Hz e dopo il riscaldamento - ± 30 Hz all'ora a una temperatura di +25 °C. Quando la temperatura passa da 0 a +50 °C, la frequenza può variare entro ±350 Hz. Il sintetizzatore utilizza un generatore TTL ibrido dalla scheda madre del computer. Con requisiti molto severi per la stabilità della frequenza, è possibile utilizzare un generatore altamente stabile compensato termicamente, sebbene l'autore nutra seri dubbi sull'adeguatezza del suo utilizzo e il costo di un tale generatore è paragonabile al costo dell'intero sintetizzatore. Il diagramma schematico del controller del sintetizzatore è mostrato in fig. 2. Il sintetizzatore utilizza un microcontrollore DD1 PIC16F628, sebbene esista un programma di controllo per PIC16F84A. I programmi per questi microcontrollori sono stati scritti da Vladimir RX6LDQ (develop-pic@yandex.ru).*
Non ha senso descrivere in dettaglio il funzionamento del microcontrollore DD1, lasciamo che rimanga una "scatola nera" che funziona secondo il programma cablato al suo interno e invia segnali di controllo al display HG1, al chip DDS e ai dispositivi esterni. Per ottenere le migliori caratteristiche di rumore del sintetizzatore nel suo insieme, è stato scelto il chip DDS AD9832, che forma lo spettro di frequenze più ampio. Inoltre, il costo di questo chip DDS è notevolmente inferiore rispetto ad altri. Il funzionamento del sintetizzatore è controllato dalla tastiera SB1 - SB 18 e dall'encoder, realizzato sugli optoaccoppiatori U1, U2 (Fig. 3). Il numero di pulsanti di controllo nel sintetizzatore non è stato ridotto: 12 pulsanti controllano il funzionamento del sintetizzatore e sei pulsanti (A1 - A6) vengono utilizzati per controllare le modalità operative del ricetrasmettitore.
Perché ci sono così tanti pulsanti? È stato possibile fermarsi a un menu passo-passo, quando ognuno di essi svolge diverse funzioni. Quindi, ad esempio, i ricetrasmettitori portatili importati funzionano. Mi è sembrato estremamente scomodo quando, ad esempio, per la sintonizzazione operativa all'altra estremità dell'intervallo, è necessario accedere al menu, modificare il passo di sintonizzazione in uno più grossolano, ruotare la manopola di sintonizzazione, quindi accedere nuovamente al menu, tornare indietro la fase di accordatura originale, e solo dopo che tutte queste manipolazioni funzionano in silenzio. Nella descrizione della tastiera del sintetizzatore per ogni pulsante di comando vengono indicati in sequenza: il suo numero seriale e la funzione principale (comando eseguito alla pressione del pulsante), il range da attivare entrando nella funzione “BAND” e la designazione di riferimento sullo schema elettrico (vedi Fig. 2 negli articoli della prima parte). "1RIT"; 1,8MHz; SB11 - pulsante abilitazione detuning. La frequenza visualizzata sul display al momento della pressione del tasto viene memorizzata e verrà utilizzata in modalità trasmissione. La quantità di scordatura viene immessa con un encoder rotativo. Sia che tu rimanga sulla banda in cui è stata attivata la desintonizzazione, sia che passi a un'altra banda, quando passi alla trasmissione, il sintetizzatore tornerà alla frequenza che era sul display al momento in cui è stata attivata la desintonizzazione. Ciò fornisce le modalità SPLIT e CROSSBAND. Quando la scordatura è attivata, sul display si accende un punto dopo le decine di MHz. La scordatura viene disattivata premendo nuovamente questo pulsante. "2 FREQUENZA"; 3,5MHz; SB12 - passo di sintonizzazione della frequenza di aumento (quadruplo) software on / off operativo. Quando si preme questo pulsante, il display mostra brevemente "2p". Non c'è moltiplicazione del numero di impulsi dal gambo e, ad esempio, con 60 denti del disco del gambo e un passo di sintonia di 10 Hz, abbiamo 600 Hz per giro. Quando si preme nuovamente questo pulsante, il display mostrerà la scritta "4p" e il numero di impulsi verrà moltiplicato per 4, ad es. otterremo già 2400 Hz per giro. "3 FASCE"; 7MHz; SB13 - pulsante per abilitare il cambio gamma. Quando viene premuto, il display mostra la scritta "Band", quindi, dopo aver premuto uno dei pulsanti "1-9", il display imposta la frequenza corrispondente al centro della gamma selezionata. "4 IN"; 10 MHz, SB 14 - salvataggio della frequenza di sintonizzazione corrente e dello stato di sei pulsanti di controllo del ricetrasmettitore in una delle 16 celle di memoria. Quando si preme SB14, il display mostra la scritta "Push" ed è prevista la pressione del pulsante con il numero della cella desiderata. Per inserire i numeri dal 10° al 15°, entro un secondo dalla pressione del numero 1, inserire la seconda cifra, da 0 a 5. Il display visualizzerà il numero della cella. La cella 0 memorizza le informazioni utilizzate per impostare lo stato iniziale del sintetizzatore all'accensione, ad es. è possibile scrivere al suo interno i valori desiderati, ad esempio il passo di sintonia e l'inclusione di qualsiasi modalità in TRX, la frequenza alla quale il sintetizzatore passerà all'accensione del ricetrasmettitore. Ad esempio, hai un accordo con un corrispondente per incontrarti a una frequenza di 21,225 MHz. Si commuta il ricetrasmettitore su questa frequenza, si accende l'UHF (premendo il pulsante SB3), si seleziona il passo di sintonizzazione con cui si desidera lavorare, quindi si premono i pulsanti "IN" e "0". Tutte le impostazioni sono registrate nella cella "0". Ora puoi spegnere il ricetrasmettitore e la prossima volta che lo accendi, il processore imposterà tutte le modalità che hai salvato nella cella zero: attiva UHF, frequenza 21,225 MHz, passo di sintonizzazione. "5A-B"; 14MHz; SB15 - scambio con una frequenza di ricezione aggiuntiva. Questa è la cosiddetta modalità "secondo oscillatore locale". Per memorizzare il valore delle frequenze nelle celle "virtuali" "A" e "B" è necessario sintonizzarsi sulla frequenza desiderata e premere questo pulsante. La frequenza verrà memorizzata nella cella "A". Lo stesso valore di frequenza sul display "salta" alla cella "B", cioè praticamente noi, per così dire, "passiamo" al secondo oscillatore locale. Qui puoi apportare eventuali modifiche alla frequenza - la memorizzazione nella cella "B" avverrà solo alla successiva pressione del tasto A-B, ovvero nelle celle "A e B" i valori di due frequenze che erano sulla scala digitale al momento della pressione del pulsante A vengono memorizzati -IN. Forse per gli operatori radio che non hanno utilizzato sintetizzatori nei loro ricetrasmettitori, una tale descrizione del funzionamento di questo pulsante non darà una chiara comprensione del suo scopo. Proverò a descrivere questa modalità in modo diverso. Immaginate che all'interno del ricetrasmettitore siano installati due VFO e che questo pulsante commuti una manopola di sintonia su VFO "A" o su VFO "B". Per chiarire su quale "oscillatore locale" si sta lavorando, il display mostra in modalità "A" un punto vicino alle UNITS della scala dei MHz, in modalità "B" - il punto vicino alle UNITS MHz si spegne e si accendono tre punti vicino alla scala UNITÀ, DECINE e CENTINAIA di hertz. "6 SCANSIONE"; 18MHz; SB16 - pulsante di scansione. Dopo averlo premuto, sull'indicatore viene visualizzata la scritta "Scan". Sono disponibili tre sottofunzioni di scansione: UN. Quando si preme il pulsante "8", vengono scansionate 15 celle di memoria, con arresti per 3 secondi su ciascuna cella. B. Alla pressione del pulsante "2" viene eseguita la scansione dalla frequenza più bassa registrata nella cella 1 alla frequenza più alta registrata nella cella 2. Se la frequenza nella 1a cella è maggiore rispetto alla 2a, premendo SCAN, viene visualizzato il messaggio " appare. La scansione è possibile solo all'interno di un intervallo. v. Alla pressione del pulsante "3" il range compreso viene ricostruito dal limite inferiore a quello superiore e viceversa. La scansione può essere interrotta premendo qualsiasi pulsante sulla tastiera, ruotando l'encoder o premendo il PTT. La scansione può essere ripresa in qualsiasi momento dal punto in cui era stata interrotta facendo doppio clic sul pulsante SCAN. "7RT"; 21MHz; SB17 - scambio di frequenze di ricezione e trasmissione, con desintonizzazione abilitata. Quando si preme il pulsante, la frequenza di trasmissione diventa la frequenza di ricezione e la frequenza di ricezione diventa la frequenza di trasmissione. Premendo nuovamente SB 17 tutto torna allo stato originale. Se il detuning non è abilitato, premendo il tasto "7" apparirà sul display il messaggio "Select". Questo è un menu di due impostazioni di base a cui si può accedere premendo il pulsante "1" o "2". "1" - modalità di ingresso a frequenza intermedia. Sul display compare il valore della frequenza intermedia impostata del ricetrasmettitore (di default la frequenza iniziale nel programma può avere valori da 8,3 a 8,9 MHz). La frequenza è impostata dall'encoder. Fissare l'inverter e uscire dalla modalità premendo nuovamente il pulsante "1". Dopo l'impostazione finale della frequenza dell'oscillatore di riferimento del ricetrasmettitore, misurare la frequenza con un frequenzimetro in unità di Hz e impostarla ruotando la manopola dell'encoder, entrando in questa modalità. Dovresti prima selezionare un passo di accordatura del sintetizzatore di 1 Hz. "2" - Modalità di correzione costante dell'oscillatore di riferimento a 20 MHz. Il sintetizzatore visualizza il valore di "frequenza fissa" di 10 Hz e accende automaticamente il VCO della portata 300 m.La frequenza all'uscita della scheda VCO deve essere misurata con un frequenzimetro, e se differisce da 000 MHz, correggere ruotando l'encoder. Uscita e memorizzazione - premendo nuovamente il pulsante "160". Queste impostazioni del sintetizzatore sono "di base" e dovrebbero essere regolate con maggiore attenzione. Per fare ciò, colleghiamo un frequenzimetro riscaldato per almeno un'ora (preferibilmente industriale) all'uscita del sintetizzatore F / 2 e, ruotando l'encoder nella modalità di correzione, impostiamo la frequenza a 10,30 MHz con una precisione di un hertz. Questa funzione era necessaria a causa del fatto che l'oscillatore di riferimento del sintetizzatore non ha un'accordatura aggiuntiva e gli spread di frequenza per istanze diverse possono raggiungere diversi kilohertz. "8 FUORI"; 24MHz; SB 18 - ripristino della frequenza e dello stato di sei pulsanti di controllo del ricetrasmettitore da una delle 16 celle di memoria. Quando viene premuto, il display mostra "Pop" e si prevede che venga premuto il pulsante con il numero di cella corrispondente. Per inserire i numeri da 10 a 15 è necessario premere il secondo, da 1 a 0, entro un secondo dopo aver premuto il numero 5. Dopo aver inserito il numero, sull'indicatore comparirà per breve tempo il numero della cella di memoria . "9 T=R"; 28MHz; SB1 - la modalità di impostazione della frequenza di trasmissione uguale alla frequenza di ricezione. Funziona con la desintonizzazione abilitata. Se la scordatura è disattivata, quando si preme il pulsante "9", sull'indicatore viene visualizzata la scritta "Step" ed è possibile selezionare il passo di accordatura del sintetizzatore desiderato con i pulsanti SINISTRA e DESTRA: 1, 10, 20, 30 , 50, 100, 1000 e 5000 Hz. Il passo selezionato viene memorizzato quando questo pulsante viene premuto nuovamente. "0 STEK", SB10 - estraendo la frequenza dallo stack. Ci sono cinque celle dello stack, che possono essere visualizzate premendo successivamente il pulsante. Prima dell'uscita delle frequenze dalle celle dello stack, l'indicatore visualizza brevemente la scritta "Stec" con il numero di cella. L'input nello stack viene eseguito automaticamente quando si cambia l'intervallo, quando si estrae da una cella di memoria e durante la scansione. "SINISTRA"; SB9 - pulsante di riduzione rapida della frequenza. "Giusto"; SB8 - pulsante di aumento rapido della frequenza. Premendo i pulsanti "A1" - "A6" (SB2-SB7) cambiano di conseguenza i livelli logici alle uscite ATT, AMP, U/L, VOX, AF BW, PROC che a loro volta comandano i blocchi funzionali e modalità del ricetrasmettitore. Quando il sintetizzatore viene inizialmente acceso, queste uscite sono zero logico. Tutte le impostazioni e le informazioni dell'utente nelle celle di memoria sono memorizzate nella RAM del microcontrollore senza ulteriore alimentazione esterna. Quando si accende il sintetizzatore, il programma recupera dalla cella di memoria "0" quei parametri del ricetrasmettitore che si vorrebbero avere immediatamente ad ogni accensione, ovvero: frequenza e passo di sintonia, modi del ricetrasmettitore (stato di sei pulsanti di controllo del ricetrasmettitore); "moltiplicando" per 4p il numero di impulsi del valcoder e celle stack "azzerate". Nel programma, quando il sintetizzatore viene acceso per la prima volta, le prime dieci celle di memoria contengono le frequenze alle quali è possibile ascoltare più spesso l'identificativo di chiamata UT2FW. Nelle celle rimanenti - le frequenze degli intervalli. Questo viene fatto in modo che la prima volta che accendi il sintetizzatore, inizi a funzionare correttamente ed è più facile per l'utente abituarsi al suo controllo. Il chip DDS è controllato dal codice seriale sui bus RAO, RA1, RA3. Il segnale di uscita DDS è filtrato dagli elementi del filtro passa-basso R7, R8, L2, L3, C7, C8, C9 con una frequenza di taglio di circa 700 kHz. Come display del controller HG1, è accettabile utilizzare diversi tipi di indicatori LCD, poiché il loro controllo, di regola, è lo stesso. Il sintetizzatore utilizza un LCD "telefonico" economico - MT-10S1 della società di Mosca MELT. Tale indicatore è controllato tramite quattro bus: queste sono le uscite QE, QF, QG, QH del microcircuito DD2. Un'opzione più costosa è l'uso di indicatori a matrice di società straniere Powertip, Sunlike, Wintek, Bolymin e MELT. Ma il costo di tali LCD oggi è piuttosto elevato. Va inoltre notato che non tutti i modelli di indicatori a matrice sono adatti in termini di velocità. Ad esempio, l'indicatore WH1602J non "tiene il passo" con la ristrutturazione dell'encoder, e quando la manopola dell'encoder viene ruotata rapidamente, segni e simboli incomprensibili iniziano a "saltare fuori". Esattamente lo stesso tipo di indicatore VS1602N, di un'altra azienda, funziona senza problemi. I bus D0-D3 forniscono segnali di controllo al decodificatore a commutazione di banda sulla scheda del filtro passa-banda del ricetrasmettitore e al decodificatore a commutazione di banda della scheda VCO. Chip DD6 - modellatore di impulsi del valcoder. Al momento della ristrutturazione del sintetizzatore, davanti agli optoaccoppiatori U1 e U2 (vedi Fig. 3), ruota un disco con fori o denti tagliati lungo il bordo, rigidamente collegato alla manopola di sintonia del ricetrasmettitore. Nel caso in cui la superficie riflettente del disco sia opposta all'optoaccoppiatore, la resistenza del fotorilevatore dell'optoaccoppiatore è minima, quando si trova il foro del disco, la resistenza del fotorivelatore è massima. Gli elementi del microcircuito DD6, a causa delle cadute di resistenza, formano una sequenza di impulsi rettangolari sui bus RB6, RB7, che vengono letti dal controller PIC. Il programma di controllo contiene due algoritmi di lettura: lungo il bordo anteriore degli impulsi e lungo entrambe le discese. Premendo il pulsante "2" della tastiera, cambiamo questi algoritmi. La chiave sul transistor VT1 quando il ricetrasmettitore viene trasferito alla trasmissione blocca la tastiera. LED HL2 - indicatore di questa modalità. Per un ulteriore isolamento e riduzione delle interferenze reciproche, i filtri LC sono inclusi in tutti i circuiti di alimentazione dell'unità di controllo: L1, L4-L6, C2, C3, C17-C23. L'oscillatore controllato in tensione, VCO (Fig. 4), opera a frequenze quattro volte superiori a quelle richieste per i ricetrasmettitori con una frequenza intermedia di 5 ... 10 MHz.
Questo viene fatto per due ragioni: in primo luogo, alle frequenze più alte, le bobine dell'oscillatore principale sono più piccole; in secondo luogo, tale generatore è più versatile e, a seconda delle attività richieste, è possibile ottenere frequenze superiori a 100 MHz. Il generatore stesso è realizzato secondo lo schema di un circuito capacitivo da tre tonnellate su un transistor ad effetto di campo VT1. Quasi tutti i "lavoratori sul campo" offerti dalle aziende di Kiev sono stati testati: BF966 ha mostrato i migliori risultati. Gli stadi buffer sono realizzati sui transistor VT2 e VT3. Sono stati utilizzati transistor BFR96 sufficientemente potenti, in classe A. La frequenza VCO durante la commutazione degli intervalli viene modificata commutando le bobine L1-L5 con i contatti del relè K1-K4, che a loro volta sono controllati dal decodificatore DD1. Poiché le frequenze eterodine per alcuni intervalli praticamente coincidono, siamo riusciti a cavarcela con cinque bobine. I circuiti di filtraggio RC e LC sono installati all'ingresso e all'uscita del chip DD1. Come accennato in precedenza, nel ricetrasmettitore dell'autore, la frequenza dell'oscillatore locale dovrebbe essere 2 volte superiore a quella richiesta. I segnali di queste frequenze vengono rimossi dalle uscite Q0 e Q1 del contatore DD2. All'uscita di Q0 DD2, otteniamo la frequenza divisa per 2, all'uscita di Q1 - per 4. L'uscita di Q1 viene utilizzata per operare nell'intervallo di 20 m, dove la frequenza VCO è ulteriormente divisa per 2. Il Il microcircuito DD3, comandato tramite il diodo VD7, quando compare uno zero logico sui suoi pin 12 e 13 permette il passaggio del segnale VCO dall'uscita di Q1 DD2. Se si utilizza il sintetizzatore nei ricetrasmettitori "RA3AO", "Ural", "KRS", "UA1FA", è possibile ottenere la griglia richiesta di frequenze eterodina utilizzando l'uscita Q2 del microcircuito DD2 (divisore per 8). Per fare ciò, il pin 1 del chip DD3.1 deve essere collegato al pin 13 di DD2 e il pin 5 di DD3.2 al pin 12 di DD2. Ora, all'uscita del sintetizzatore F/2(4), riceveremo un segnale della forma F/4(8), cioè direttamente quelle frequenze che sono indicate in Tabella. 1 nella colonna "Ristrutturazione del GPA". Il rilevatore di fase è realizzato su un chip DD4. La frequenza del VCO prima di essere inviata al rilevatore di fase è pre-suddivisa in 256 contatori DD2 e DD5. All'uscita del chip DD5, il filtro passa-basso L13-L14, C51-C53 è attivato. Un segnale dal DDS viene inviato al secondo ingresso del rilevatore di fase, attraverso un amplificatore aggiuntivo sul transistor VT4. Questa cascata è stata introdotta a causa delle possibili perdite nel cavo che collegherà l'uscita del DDS all'ingresso del PD. Il transistor VT5 controlla il LED HL1 "LOCK" sulla scheda controller. Il LED indica il blocco del loop PLL, se il LED è spento - l'anello è chiuso, se è acceso - questo indica un malfunzionamento. La tensione di controllo è generata dall'amplificatore operazionale DA4 e attraverso gli elementi filtranti R7, R8, C15, C16 viene fornita al generatore varicap VD5. All'ingresso DA4 sono installati anche circuiti RC di filtraggio aggiuntivi R36-R38, C48-C50. I componenti digitali e analogici del dispositivo, per evitare interferenze, sono alimentati da stabilizzatori separati DA1, DA2, DA3. Non ci sono caratteristiche speciali nella produzione e nell'accordatura del sintetizzatore. La parte digitale, quando si utilizzano elementi radio riparabili, funziona immediatamente. Va notato che i condensatori C7-C9 nel filtro passa-basso all'uscita del microcircuito DD5 (vedi Fig. 2) dovrebbero essere presi con un TKE minimo in modo che la caratteristica del filtro non cambi quando il ricetrasmettitore si riscalda. Lo stesso requisito deve essere soddisfatto dai condensatori C17, C19-C21, C51-C53 della scheda VCO (Fig. 4). Il controller PIC può essere saldato alla scheda, ma visto il possibile aggiornamento del firmware, si consiglia di installarlo sul pannello. Sono stati rilevati due tipi di interferenza dal sintetizzatore. Quando si ruota l'encoder ad alcune frequenze, ci sono clic molto brevi che non possono essere sintonizzati. Scompaiono quando la rotazione dell'encoder si arresta. Si tratta di codici sequenziali che entrano nei registri della scheda di indicazione. Il metodo di lotta è alimentare l'indicatore HG1 da uno stabilizzatore separato sul chip KREN5A con un filtro RC all'ingresso (un resistore da 10 ... 15 Ohm con una potenza di 1-2 W e un condensatore di ossido ad alta capacità) . La capacità del condensatore (2200-10000 uF) è selezionata a orecchio per la massima soppressione dei clic. Se i clic vengono visualizzati solo quando UHF (AMP) o qualche altra modalità TRX è attivata, è necessario installare filtri LC o RC aggiuntivi nei circuiti di controllo corrispondenti (uscite QC-QH del chip DD3). Va inoltre notato che le uscite del chip DD3 sono progettate per una corrente di carico non superiore a 5 mA. Per collegare un carico più potente, è necessario accendere ulteriormente il chip K555LN5 o 47NS06 in serie con i circuiti controllati (corrente di carico fino a 40 mA con tensione fino a 15 ... 30 V). Il secondo tipo di interferenza riguarda i punti interessati, che sono più comuni sulla banda dei 20 m.Si verificano come prodotti di conversione nel mixer e pickup dall'oscillatore di riferimento a 20 MHz. Il metodo cardine per affrontare queste interferenze è la schermatura completa della scheda controller (una scatola in lamiera stagnata o lamina in fibra di vetro). La schermatura di un generatore separato non fa nulla, il pickup "si diffonde" lungo i conduttori stampati della scheda del microcircuito DD1 e DD5. Quando si cablano le connessioni scheda-scheda, i cavi non devono essere raggruppati in fasci stretti e, ancor di più, i cavi che collegano i circuiti digitali e analogici non devono essere combinati. L'alimentazione viene fornita a ciascuna scheda da un doppino intrecciato separato. Un filo è comune, il secondo è la tensione di alimentazione. Per ottenere il tono "ideale" del segnale in uscita, è necessario eliminare tutti i possibili (e impossibili) pickup sui circuiti associati al VCO varicap. E usa solo elementi di alta qualità in queste catene. Ciò è particolarmente vero per i condensatori C14, C15, C16, C47, C48, C49, C50 della scheda VCO. Il segnale del sintetizzatore dalla scheda VCO viene inviato al mixer del ricetrasmettitore tramite un cavo coassiale con un diametro di 3 mm. Per abbinare esattamente questa linea, viene selezionato un resistore R27. In caso di scarsa corrispondenza, le frequenze interessate appaiono più spesso, quindi sintonizziamo il ricetrasmettitore su tale frequenza e selezioniamo R27 per la sua massima soppressione. Per il recente "popolare" IF, determinato dalla scelta del quarzo per i decoder PAL dei televisori a 8,867 MHz, i dati di avvolgimento delle bobine VCO sono i seguenti: L1 - 5 giri, L2-L3, L5 - 4 giri ciascuno, L4 - 3 giri. Le bobine sono senza telaio, avvolte su un mandrino con un diametro di 4 mm con filo PEV-2 0,8. La frequenza esatta di ciascun generatore viene selezionata allontanando le spire delle bobine, dopo la messa a punto finale dei generatori. Pezzi di gommapiuma vengono inseriti all'interno delle bobine e riempiti di paraffina. In caso contrario, si osserverà un effetto microfono. Gli induttori L6-L9, L11-L14 dell'unità VCO sono avvolti su nuclei magnetici in ferrite ad anello M2000NM, dimensione K7x4x2. Il numero di giri - 10 ... 15 per L6-L9 e L11; 30 giri per L12-L14, filo PEV-2 0,15. Acceleratore L10 - DM 0,1. È inoltre possibile utilizzare induttanze importate di piccole dimensioni con induttanze mostrate nel diagramma. Relè K1-K4 - RES49 con una resistenza dell'avvolgimento di 1 kOhm (selezionato dal relè per una tensione operativa di 24 V). È auspicabile utilizzare microcircuiti nel sintetizzatore dei tipi indicati nello schema. Ciò eliminerà i problemi in un'ulteriore configurazione. Invece del chip 74NST9046, è ancora abbastanza raro in vendita, puoi usare HEF4046 (Philips Semiconductors) o CD4046. In caso di sostituzione, è necessario modificare leggermente il layout della scheda, poiché non tutti i pin di questi microcircuiti corrispondono al 9046. L'ingresso SIGIN (pin 14), che viene alimentato con un segnale da DDS, ha una sensibilità massima di 150 mV . Pertanto, all'uscita dell'amplificatore sul transistor VT4 non deve essere impostata un'ampiezza superiore a 0,3 V. La selezione di questa modalità viene effettuata dai resistori R28, R29. Con alcune istanze di 74NST9046, non è stato possibile chiudere l'anello PLL su tutte le gamme: questo malfunzionamento è stato evitato includendo un condensatore aggiuntivo da 1500 pF tra il pin 14 del microcircuito e il filo comune. Gli optoaccoppiatori U1 e U2 sono riflettenti. La resistenza dei resistori R13, R15 collegati in serie agli emettitori non deve essere inferiore a 470 ... 510 Ohm, altrimenti i diodi emettitori potrebbero guastarsi. La diffusione delle caratteristiche degli optoisolatori AOT137A richiede la loro regolazione individuale, secondo una chiara risposta al passaggio di uno "spicchio" del disco vicino all'optoaccoppiatore. Il meccanismo valcoder stesso può essere eseguito in vari modi. Nella versione dell'autore, gli optoaccoppiatori sono saldati direttamente alla scheda controller, davanti alla quale ruota un disco di 65 mm di diametro in duralluminio spesso 0,7 mm con 60 denti tagliati uniformemente lungo il bordo del disco. Il centro dei denti è allineato con i centri degli accoppiatori ottici, la distanza tra gli accoppiatori ottici è di 15 mm. È possibile praticare fori nel disco o incollare carta con settori bianchi e neri disegnati, ma la larghezza dei settori disegnati non deve essere inferiore a 3 mm, altrimenti l'encoder non funzionerà chiaramente ogni settore. Il disco si trova a una distanza di 1,5...2,5 mm dalla superficie degli optoaccoppiatori. Quando il disco ruota, lo spostamento di anticipo deve essere impostato su 90 gradi, cioè mezzo dente di piombo. Saldiamo temporaneamente i resistori di sintonia invece di R13, R15 e selezioniamo la corrente attraverso gli emettitori degli optoaccoppiatori in base al preciso funzionamento dell'encoder. La sensibilità dei trigger e le loro caratteristiche possono essere selezionate con i resistori R9-R12, R14. Se non riescono a ottenere un lavoro accurato, uno degli accoppiatori ottici dovrebbe essere spostato, poiché non viene fornito lo spostamento richiesto di 90 gradi. La qualità del segnale di uscita del sintetizzatore può essere stimata dallo spettrogramma mostrato in Fig. 5 ottenuto utilizzando l'analizzatore di spettro SK4-59.
Programmi di controllo per microcontrollori Autore: Alexander Tarasov (UT2FW), Reni, Ucraina
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