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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Mixer a transistor ad effetto di campo. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili L'articolo presentato all'attenzione dei lettori esamina e discute le varianti dei circuiti mixer realizzati su transistor ad effetto di campo utilizzati in modalità resistenza controllata (senza fonte di alimentazione). Tali mixer presentano una serie di vantaggi che possono espandere significativamente la gamma dinamica dei ricevitori, in particolare dei ricevitori eterodina (conversione diretta). Nell'odierno ambiente di interferenza in onda, è importante un'ampia gamma dinamica del mixer, che consente di eliminare in modo significativo diafonia, intermodulazione e interferenze simili da potenti segnali fuori banda, che non sono praticamente attenuati da cascate installate davanti al filtro di selezione principale. Se è ancora possibile adottare una serie di misure nel convertitore di frequenza RF che ne aumentano la linearità, i mixer sono spesso realizzati su elementi non lineari (diodi, transistor) che, secondo il principio stesso di funzionamento di molti mixer che convertono la frequenza , deve essere non lineare. Per questo motivo la gamma dinamica di un mixer è solitamente peggiore di quella di un AMP. Da molto tempo vengono proposti e utilizzati miscelatori basati su transistor ad effetto di campo nella modalità di resistenza attiva controllata, i cui vantaggi non sono ancora stati sufficientemente valutati. Il circuito del mixer più semplice che utilizza un transistor ad effetto di campo è mostrato in Fig. 1.
Il segnale dal circuito di ingresso viene alimentato alla sorgente del transistor e il segnale IF o LF (in un ricevitore eterodina) viene rimosso dallo drain. Nessuna fonte di alimentazione richiesta. La tensione dell'oscillatore locale viene applicata al gate del transistor e controlla la resistenza del canale. È noto che a basse tensioni il gap source-drain (canale) di un transistor ad effetto di campo si comporta come un resistore lineare, indipendentemente dalla polarità della tensione applicata. Allo stesso tempo, la resistenza del canale può variare a seconda della tensione gate-source, da decine di ohm a molti megaohm. Ciò consente di utilizzare il transistor ad effetto di campo nei mixer come elemento lineare controllato. I principali vantaggi del mixer includono l'elevata sensibilità, poiché né la corrente di alimentazione né la corrente dell'oscillatore locale passano attraverso il canale del transistor, ma solo una corrente di segnale debole, mentre il transistor è più rumoroso di un resistore convenzionale con la stessa resistenza e un'elevata linearità , poiché con una piccola tensione di ingresso, la conduttività del canale non dipende da essa. Inoltre, il mixer è caratterizzato da una bassa penetrazione del segnale dell'oscillatore locale nel circuito di ingresso (solo attraverso una piccola capacità tra il gate e il canale del transistor) e una potenza estremamente bassa richiesta dall'oscillatore locale, poiché la resistenza di ingresso lungo il gate il circuito è alto. Un mixer così semplice fornisce una sensibilità di circa 1 µV (senza AMP) e una gamma dinamica di circa 65 dB. È possibile aumentare la gamma dinamica nei seguenti modi classici: passare a un circuito bilanciato, assicurarsi che il mixer funzioni in modalità chiave e abbinare il mixer al carico su un'ampia banda di frequenza. I circuiti mixer bilanciati su transistor ad effetto di campo sono nati da circuiti simili su diodi, con il canale del transistor collegato al posto del diodo, e la polarità di quest'ultimo corrisponde al collegamento in fase o antifase del gate all'oscillatore locale . Nella fig. La Figura 2 mostra un circuito di un mixer bilanciato che utilizza due transistor ad effetto di campo. Il segnale viene fornito alle sorgenti dei transistor in fase e la tensione eterodina alle porte è in antifase, il che garantisce che i transistor si aprano alternativamente con semionde positive.
Ai drain dei transistor, i segnali IF (LF) sono fuori fase, il che richiede l'uso di un trasformatore a bassa frequenza T2 (in tutti gli schemi, i nuclei magnetici dei trasformatori IF (LF) sono mostrati come una linea continua , a differenza di quelli HF, dove i nuclei magnetici sono indicati come magnetodielettrici). Il mixer è bilanciato sia per gli ingressi eterodina che per quelli di segnale. Il primo significa che la tensione eterodina non raggiunge l'ingresso del segnale, poiché due capacità parassite del canale di gate sono collegate ai terminali antifase dell'avvolgimento secondario del trasformatore T1. La seconda significa che i prodotti di conversione parassiti, ad esempio le correnti a bassa frequenza derivanti dal rilevamento diretto dei segnali di ingresso, vengono applicati agli ingressi antifase del trasformatore LF e vengono reciprocamente compensati. Un'altra variante di un semplice circuito miscelatore bilanciato è mostrata in Fig. 3.
Qui il segnale viene fornito ai canali del transistor in antifase e la tensione dell'oscillatore locale alle porte è in fase. Come prima, il mixer è bilanciato a tensione eterodina. È meno ovvio che il mixer sia bilanciato anche per il rilevamento diretto dei segnali in ingresso. Il fatto è che i prodotti di rilevamento diretto risultano in fase sugli scarichi dei transistor (il dispositivo funge da raddrizzatore a onda intera) e sono compensati nel trasformatore a bassa frequenza T2. Gli svantaggi dei semplici mixer bilanciati descritti includono la soppressione incompleta dei sottoprodotti della conversione, in particolare delle seconde armoniche dei segnali di ingresso e eterodina. La massima purezza dello spettro è fornita da miscelatori a doppio bilanciamento (analoghi dei miscelatori ad anello). Il circuito di un tale mixer con quattro transistor è mostrato in Fig. 4.
Il mixer richiede tre trasformatori balun installati su tutti gli ingressi/uscite. Qui, i canali dei transistor VT1, VT2 e VT3, VT4 vengono disegnati alternativamente, collegando i terminali degli avvolgimenti simmetrici dei trasformatori T1 e TZ direttamente (vengono eseguiti VT1 e VT2) o incrociati (vengono eseguiti VT3 e VT4) . Questo mixer dà ottimi risultati nei ricevitori supereterodina, fornendo quasi la massima gamma dinamica attualmente ottenibile. Naturalmente, è necessario adottare tutte le misure per aumentare la simmetria dei trasformatori e selezionare transistor con le stesse caratteristiche. Se utilizzati in ricevitori eterodina, i miscelatori secondo i circuiti di Fig. 2-4 presentano un grave inconveniente associato alla presenza di un trasformatore a bassa frequenza, la cui produzione richiede molto lavoro ed è suscettibile a varie interferenze, incluso il rumore di rete con una frequenza di 50 Hz. Non si possono escludere distorsioni legate alla non linearità delle caratteristiche magnetiche del circuito magnetico. Non è presente alcun trasformatore a bassa frequenza nel mixer secondo lo schema di Fig. 5, dove i segnali di ingresso ed eterodina vengono forniti a due transistor in antifase.
Essenzialmente, questo è un analogo a transistor di un mixer bilanciato a due diodi. Tuttavia, il mixer presenta degli svantaggi che non sono immediatamente visibili. Non è bilanciato sull'ingresso dell'oscillatore locale. Il segnale sfasato dell'oscillatore locale alle porte del transistor si disperde attraverso capacità parassite ai terminali estremi dell'avvolgimento simmetrico del trasformatore T1 e non viene compensato. Oltre all'ovvio danno causato dalla radiazione del segnale dell'oscillatore locale attraverso l'antenna, ovvero la creazione di interferenze con altri ricevitori vicini, questa è irta della ricezione del proprio segnale, ma già modulato dalla corrente alternata di fondo e da altri interferenza. Ci sono almeno due modi per risolvere il problema. Il primo consiste nell'aggiungere capacità di neutralizzazione - condensatori C1 e C2, collegati trasversalmente rispetto alle capacità parassite dei transistor VT1 e VT2. Regolando la loro capacità, è possibile ottenere una significativa soppressione del segnale dell'oscillatore locale all'ingresso. Ciò è utile anche quando si utilizza un mixer nei percorsi di trasmissione (dopo tutto, tutti i mixer passivi descritti sono completamente reversibili), quando un segnale audio viene fornito all'ingresso LF e un segnale DSB modulato bilanciato viene rimosso dall'ingresso HF. Un altro modo è utilizzare un invertitore di fase a transistor invece di un trasformatore balun T1, vedere fig. 6.
Alla sorgente e al drain del transistor VT1 vengono generate tensioni di segnale uguali e antifase, che vengono fornite attraverso i condensatori di separazione C2 e C3 alle sorgenti dei transistor mixer VT2 e VT3. In un ricevitore eterodina, i condensatori devono avere una capacità significativa, poiché non solo le correnti ad alta frequenza li attraversano, ma anche le frequenze audio. Al posto di VT1, è possibile utilizzare un transistor bipolare, ma ha una linearità peggiore e una resistenza di ingresso inferiore. Il mixer è caratterizzato da un'elevata soppressione del segnale dell'oscillatore locale all'ingresso, facilitata dal collegamento antifase dei transistor del mixer al trasformatore T1 e allo stadio di ingresso con fase invertita. Ma questo dispositivo presenta anche uno svantaggio: le resistenze di uscita lungo i circuiti source e drain della cascata sul transistor VT1 sono diverse (la prima è inferiore) e l'invertitore di fase, in generale, è asimmetrico. Nel mixer bilanciato mostrato in Fig. 7, la penetrazione del segnale dell'oscillatore locale nel circuito di ingresso è ridotta a causa del fatto che i transistor VT1, VT3 con canale p sono collegati in parallelo ai transistor VT2, VT4 con canale n e la tensione dell'oscillatore locale da l'avvolgimento simmetrico del trasformatore T2 viene applicato ai transistor di conduttività opposta in antifase. In questo caso, i transistor VT1 e VT2 si aprono su una semionda della tensione eterodina e VT3 e VT4 sull'altra. Il collegamento parallelo dei canali riduce la resistenza dei bracci del mixer nello stato aperto e migliora anche la linearità del mixer. A proposito, questo è stato a lungo utilizzato negli interruttori logici CMOS bidirezionali.
Gli interruttori menzionati possono essere utilizzati nei mixer, ma, sfortunatamente, negli elementi logici CMOS, il segnale di controllo antifase (eterodina) per un transistor a canale P è formato dal segnale che arriva al gate di un transistor a canale P utilizzando un inverter. Quest'ultimo ha un tempo di ritardo abbastanza lungo (circa 50 ns per la serie MS K561), in conseguenza del quale si verifica un ulteriore sfasamento, che peggiora il funzionamento del mixer alle alte frequenze; in particolare, il passaggio del segnale eterodina all'ingresso del mixer non viene completamente eliminato. In conclusione, consideriamo il funzionamento di un mixer molto interessante e semplice, proposto appositamente per ricevitori eterodina (Fig. 8). È realizzato su due transistor ad effetto di campo identici, i cui canali sono collegati in parallelo, e alle porte vengono fornite tensioni eterodine antifase dall'avvolgimento simmetrico del trasformatore T1. I transistor dovrebbero essere spenti a tensione di gate pari a zero e aperti solo in caso di picchi di tensione eterodina. Di conseguenza, il mixer si apre due volte durante il periodo della tensione dell'oscillatore locale e la frequenza dell'oscillatore locale viene scelta pari alla metà della frequenza del segnale.
Ciò è molto vantaggioso, in particolare, per i ricevitori VHF (sono necessari meno stadi di moltiplicazione della frequenza) e in generale per tutti i ricevitori eterodina, poiché il segnale dell'oscillatore locale “trapelato” nel circuito dell'antenna viene effettivamente soppresso dal filtro di ingresso. L'uso di questo mixer è promettente nei ricevitori VHF eterodina sincroni, dove è estremamente importante la bassa penetrazione del segnale dell'oscillatore locale nei circuiti di ingresso. Tuttavia, questo mixer è bilanciato solo all'ingresso dell'oscillatore locale, ma non all'ingresso del segnale. Pertanto, è possibile il rilevamento diretto parassita di potenti segnali interferenti sulla non linearità dei transistor di transizione source-drain. Autore: M. Syrkin (UA3ATB)
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