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Sorgente inverter della corrente di saldatura. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / attrezzatura per saldatura

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Saldatura, fusione, zincatura e altri lavori richiedono una potente sorgente di tensione o corrente specializzata (a volte di forma speciale). Analizzando la struttura di tali fonti, si è notato che i loro schemi funzionali praticamente coincidono. Questo articolo fornisce un esempio dell'implementazione di un convertitore di tensione di tipo a ponte basato su un modulo di controllo a microcontrollore universale. Questo convertitore è adatto non solo per l'uso in generatori di corrente di saldatura ad inverter, ma anche in sistemi di riscaldamento a induzione, gruppi di continuità per apparecchiature elettroniche, generatori per galvanica, convertitori di frequenza, alimentatori per generatori di ultrasuoni.

La sorgente di corrente di saldatura dell'inverter proposta è alimentata da una tensione CA di 170...240 V ed è progettata per una corrente di carico fino a 150 A per il 70% del tempo di lavoro. La principale differenza tra questa sorgente e quelle classiche è l'assenza di un'unità di carica del condensatore di accumulo separata, nonché la capacità di adattarsi alla risoluzione di vari problemi senza modificare il circuito dell'unità di controllo, ma solo sostituendo il programma del microcontrollore.

Funzionalmente, il generatore di saldatura è costituito da un generatore dei suoi componenti, un raddrizzatore controllato da trinistor, un inverter a ponte IGBT ad alta frequenza con unità di controllo optoisolate e un'unità di saldatura esterna. Il diagramma schematico dei blocchi elencati è mostrato in fig. 1. Il raddrizzatore e l'inverter sono controllati e controllati da un'unità di controllo e gestione a microcontrollore, il cui circuito è mostrato in fig. 2. La numerazione degli elementi su questi diagrammi è continua.

Riso. 1. Diagramma schematico dell'unità di saldatura esterna (clicca per ingrandire)

Riso. 2. Schema dell'unità di controllo e gestione del microcontrollore

Quando i contatti dell'interruttore automatico SA1 sono chiusi, la tensione di rete CA viene fornita al ponte a diodi, costituito dai diodi VD1, VD5 e dai diodi del raddrizzatore di potenza principale VD11, VD12. La corrente raddrizzata carica il condensatore C4 all'ampiezza della tensione di rete. Il termistore RK1 JNR10S470L limita la corrente di carica.

Attraverso i resistori R1, R2, R5 e R6, la tensione dal condensatore C4 entra nel circuito di alimentazione del controller del convertitore di tensione DA1 TOR233R.

Dal momento dell'avvio fino a quando la tensione sul condensatore C10 sale a 5 V, il microcircuito DA1 funziona in modalità auto-oscillante. Quando viene raggiunta questa tensione, il circuito di uscita del regolatore integrato parallelo DA2 TL431ALP si apre, provocando un flusso di corrente attraverso il resistore R9 e il diodo emettitore dell'accoppiatore ottico U1. Il fototransistor aperto di questo optoaccoppiatore chiude il circuito di controllo del microcircuito DA1, assicurando che la sua chiave di uscita sia chiusa e l'accumulo di energia nel circuito magnetico del trasformatore di impulsi T1 sia interrotto. Finché questa chiave è chiusa, l'energia accumulata attraverso gli avvolgimenti secondari del trasformatore entra nei loro carichi. Tutti gli avvolgimenti secondari sono separati galvanicamente tra loro e dalla tensione di rete. Per ulteriori informazioni sul funzionamento del documento TOPSwitch-FX Family Design Flexible, EcoSmart®, Integrated Off-line Switcher, pdf.datasheetbank.com/pdf/Power-Integrations/233 232. pdf.

L'unità di controllo e monitoraggio è realizzata sul microcontrollore DD1 ATmega48-20AU. Il circuito C34R59 ritarda l'avvio del microcontrollore fino a quando non viene stabilito un livello di tensione di alimentazione stabile. Al termine dell'impulso generato da questo circuito, il generatore di clock RC interno del microcontrollore inizia a lavorare ad una frequenza di 8 MHz. Questa frequenza viene impostata durante la programmazione della configurazione del microcontrollore.

La tensione sinusoidale di rete attraverso i resistori R34 e R35 viene fornita al ponte a diodi VD24. La corrente pulsante raddrizzata scorre attraverso il diodo emettitore dell'accoppiatore ottico U7, deviato dal resistore R38. Vicino alla transizione del valore istantaneo della tensione di rete attraverso lo zero, la corrente attraverso il diodo emettitore si interrompe per un po 'e il transistor di uscita dell'accoppiatore ottico U7 si chiude, il che porta alla fornitura di un segnale di clock di alto livello logico all'ingresso PD2 del microcontrollore DD1.

Elaborando questo evento, il microcontrollore imposta un segnale di basso livello sulla sua uscita PB3 con un ritardo specificato. Ciò fa sì che la corrente fluisca attraverso il circuito costituito dal diodo emettitore dell'accoppiatore ottico U2 e dal resistore R14. Il fototransistor dell'accoppiatore ottico U2 si apre e il segnale dal resistore R15 apre il transistor ad effetto di campo a canale p VT1. Attraverso il transistor aperto e i resistori R16 e R17, la tensione + 12 V dal raddrizzatore sul diodo VD6 entra nei circuiti degli elettrodi di controllo dei trinistor Vs 1 e VS2. Trinistor aperti.

La tensione di rete AC viene fornita anche al raddrizzatore a ponte di potenza formato dai diodi VD11 e VD12 e dai trinistor VS1 e VS2. Dal momento in cui si aprono e fino a quando la polarità della tensione anodo-catodo non viene invertita, provocando la chiusura degli SCR, il condensatore di accumulo C17 viene caricato. Ad ogni transizione della tensione di alimentazione attraverso lo zero, il microcontrollore riduce il ritardo di apertura, quindi la ricarica avviene senza intoppi. La sua durata (nella variante in esame è di circa 5 s) è programmata.

In caso di emergenza, il microcontrollore non genera un segnale all'uscita PB3 che consenta l'apertura dei trinistor, per cui rimangono chiusi. I circuiti R18C15 e R20C16 escludono la falsa apertura dei trinistor sotto l'influenza di interferenze.

Dopo aver completato la carica regolare del condensatore di accumulo C17, il programma inizia a generare impulsi per il controllo dei tasti dell'inverter del ponte alle uscite PB1 e PB2 del microcontrollore, seguendo una frequenza di 20 kHz (impostata dal software). Il ciclo di lavoro degli impulsi è regolato da un resistore variabile R33 nell'intervallo 0,1 ... 0,9.

Da queste uscite, i segnali di controllo reciprocamente ritardati di mezzo periodo di frequenza di 20 kHz entrano nelle unità di controllo IGBT VT3-VT6 realizzate sugli optoaccoppiatori U2-U5. Poiché questi nodi sono identici, nel diagramma di Fig. 1 ne mostra solo uno in dettaglio, costruito sull'accoppiatore ottico U3.

È alimentato dall'avvolgimento IV del trasformatore T1 da un diodo raddrizzato VD9 con una tensione di 25 V. I diagrammi di temporizzazione che ne spiegano il funzionamento sono mostrati in fig. 3. L'emettitore dell'IGBT VT5 controllato da questo nodo è collegato all'uscita del regolatore di tensione negativo integrato DA3. A causa di ciò, la tensione gate-emitter dell'IGBT, a seconda dello stato dell'accoppiatore ottico, cambia da +18 V, a cui l'IGBT è completamente aperto, a -7 V (l'IGBT è chiuso in modo sicuro).

Riso. 3. Grafici dei tempi

Gli impulsi dall'uscita PB2 del microcontrollore attraverso il resistore R60 vengono inviati ai diodi emettitori collegati in serie degli optoaccoppiatori U3 e U4, che controllano rispettivamente gli IGBT VT5 e VT2. Pertanto, questi IGBT si aprono contemporaneamente. IGBT VT3 e VT4 rimangono chiusi in questo momento, poiché non vi è alcun impulso all'uscita PB1. La corrente scorre attraverso il circuito piastra positiva del condensatore C17, IGBT VT2 aperto, trasformatore di corrente T4, avvolgimento I del trasformatore T5 (nella direzione dall'estremità all'inizio), IGBT VT5 aperto, trasformatore di corrente T3, piastra negativa del condensatore C17. Ciò induce tensioni sugli avvolgimenti secondari del trasformatore T5, applicate positivamente all'anodo del diodo VD21 e negative all'anodo del diodo VD22. La corrente di saldatura scorre attraverso l'avvolgimento II del trasformatore T5, il diodo aperto VD21, l'induttore L2 e attraverso il circuito di saldatura.

Nel successivo mezzo ciclo dell'inverter, il programma genera un impulso all'uscita di PB1 del microcontrollore, che apre IGBT VT3 e VT4. Non c'è impulso all'uscita PB2, quindi gli IGBT VT2 e VT5 sono chiusi. La corrente scorre attraverso il circuito condensatore positivo C17, IGBT aperto VT4, avvolgimento I del trasformatore T5 (dall'inizio alla fine), trasformatore di corrente T4, IGBT aperto VT3, trasformatore di corrente T2, condensatore negativo C17. Ciò induce tensioni sugli avvolgimenti secondari del trasformatore T5, applicate positivamente all'anodo del diodo VD22 e negative all'anodo del diodo VD21. La corrente di saldatura scorre attraverso l'avvolgimento III del trasformatore T5, il diodo aperto VD22, l'induttore L2 e il circuito di saldatura.

Regolare la corrente di saldatura con una resistenza variabile R33 montata sul pannello frontale dell'inverter. Una tensione viene fornita all'ingresso ADC2 del microcontrollore attraverso il circuito integratore R46C30, a seconda della posizione del cursore di questo resistore variabile. I resistori R41, R42, R45, R47 servono ad eliminare la possibilità di danni all'ingresso ADC2 del microcontrollore in caso di circuito aperto nel resistore variabile R33. L'ADC del microcontrollore converte la tensione applicata all'ingresso ADC2 in un codice e il programma lo elabora e, a seconda del risultato, modifica il duty cycle degli impulsi alle uscite PB1 e PB2.

I trasformatori di corrente T2 e T3 fungono da sensori IGBT di protezione da guasti e correnti passanti. In caso di emergenza, la tensione sugli avvolgimenti secondari di questi trasformatori aumenta. Dopo la rettifica da parte dei gruppi di diodi VD25 o VD26, viene alimentato attraverso un partitore resistivo R48R49 (il condensatore C29 sopprime le interferenze) all'ingresso non invertente del comparatore DA7.1. La tensione esemplare al suo ingresso invertente forma un partitore resistivo R54R55 con un condensatore di soppressione delle interferenze C32 (viene applicato anche all'ingresso non invertente del comparatore DA7.2). Quando il segnale ricevuto all'ingresso 5 supera la tensione esemplare (ciò si verifica quando più di 2 A fluiscono attraverso gli avvolgimenti primari dei trasformatori T3 o T30), si forma un impulso di alto livello all'uscita del comparatore DA7.1. Attraverso il circuito integratore R58C35, che evita i falsi positivi, entra nell'ingresso invertente del comparatore DA7.2. Se la durata dell'impulso di emergenza supera i 5 ms, verrà inviato un segnale all'ingresso PD3 del microcontrollore dall'uscita del comparatore DA7.2, che impedirà al programma di generare impulsi di controllo alle uscite PB1 e PB2.

Il trasformatore di corrente T4 funge da sensore per la corrente operativa nell'avvolgimento I del trasformatore T5. La tensione dell'avvolgimento secondario del trasformatore T23 rettificato dal ponte dei diodi dei gruppi VD27 e VD4 attraverso il circuito integratore R52C31 andrà all'ingresso ADC1 del microcontrollore. Sarà misurato ed elaborato dal software. Quando la corrente misurata supera i 25 A, il programma corregge il duty cycle degli impulsi di controllo IGBT.

La protezione contro il surriscaldamento è realizzata sul termistore RK2 KTY81/210. La sua resistenza e il livello del segnale all'ingresso ADC0 del microcontrollore dipendono dalla temperatura. Se la temperatura consentita viene superata, il programma riduce il ciclo di lavoro degli impulsi alle uscite PB1 e PB2 o interrompe del tutto la loro formazione finché il termistore non si raffredda.

Dopo l'alimentazione del microcontrollore e l'avvio del suo generatore di clock interno, il programma attende l'arrivo all'ingresso PD2 del segnale della transizione del valore istantaneo della tensione di rete attraverso il livello zero. Alla ricezione di tale segnale, avvia due timer interni. Il contenuto del registro di conteggio di uno di essi viene utilizzato per controllare la velocità di carica del condensatore C17.

Il secondo temporizzatore serve alla protezione dell'inverter. Riavvia il microcontrollore in assenza di un segnale a tensione zero per 10 ms, a seguito del quale il programma si riavvia. Dopo 9,95 ms dal momento in cui viene ricevuto il segnale di passaggio per lo zero, il programma invia un segnale per aprire i trinistor, impostando un livello alto all'uscita PB3 del microcontrollore. Alla ricezione del successivo segnale di questo tipo, il livello all'uscita di PB3 si abbassa. Il prossimo segnale per aprire gli SCR sarà dato in 9,9 ms, quindi rimarranno aperti 0,5 ms più a lungo. A causa del graduale aumento della durata dello stato aperto dei trinistor, il condensatore C17 viene caricato uniformemente. Dopo circa 5 s, il microcontrollore darà un segnale per aprire continuamente i trinistor. Verrà rimosso solo in caso di mancanza di corrente nella rete di alimentazione o in una situazione di "Incidente".

Fino a quando il condensatore C17 non è completamente carico, il programma non genera segnali di controllo IGBT. Al termine della sua carica, sulle uscite PB1 e PB2 del microcontrollore compaiono sequenze di impulsi, seguite da un periodo di 50 μs, sfasate reciprocamente di mezzo periodo (25 μs). La durata degli impulsi dipende dalla tensione fornita all'ingresso ADC2 del microcontrollore. Il suo valore minimo è 2,5 µs, il massimo è 22,5 µs (i restanti 2,5 µs del semiperiodo sono la pausa minima necessaria per garantire la chiusura degli IGBT precedentemente aperti).

L'azione della protezione di emergenza si basa sulla cessazione della formazione dei segnali di controllo IgBt nelle situazioni "Incidente", "Incidente 2" e "Surriscaldamento 2". La situazione di "Emergenza" si verifica quando la tensione all'ingresso ADC1 del microcontrollore aumenta. Questa tensione viene convertita in un codice binario. A seconda del suo valore, la durata dei segnali di controllo IGBT prima diminuisce gradualmente e, se ciò non funziona, la formazione degli impulsi si interrompe completamente.

Quando all'ingresso PD3 arriva un segnale di livello logico alto, si verifica senza ritardo la situazione di "Allarme 2". La condizione per il verificarsi della situazione "Surriscaldamento 2" è un aumento della tensione all'ingresso ADC0 del microcontrollore. Viene anche convertito in un codice binario, il cui risultato dell'analisi è una diminuzione della durata degli impulsi di controllo o il loro completo spegnimento. Dopo l'eliminazione delle cause di emergenza, il funzionamento della sorgente dell'inverter viene ripreso automaticamente.

Il file di download del programma del microcontrollore weld.hex è allegato all'articolo. La configurazione del microcontrollore deve essere impostata come segue: byte esteso - 0xFF, byte alto - 0xDD, byte basso - 0xE2. Il programmatore è collegato al connettore XP9.

Strutturalmente, la parte principale delle parti della sorgente di saldatura è posta su un circuito stampato con dimensioni di 140x92,5 mm, il cui disegno dei conduttori stampati è mostrato in fig. 4.

Riso. 4. PCB

Sul lato inferiore del circuito stampato (Fig. 5) sono presenti elementi per il montaggio superficiale, nonché diodi VD11 e VD12, trinistor VS1 e VS2, IGBT VT2-VT5. Sul lato superiore (Fig. 6) - il resto degli elementi. I circuiti di potenza sono realizzati con fili pendenti con una sezione di almeno 2,5 mm². Su questi fili vengono inseriti i nuclei magnetici dei trasformatori di corrente T2, T3, T4 di dimensioni K20x12x6 realizzati in ferrite 2000NM1 con avvolgimenti secondari contenenti 200 spire di filo PEV-2 con un diametro di 0,25 mm.

Riso. 5. Elementi sul circuito stampato

Riso. 6. Elementi sul circuito stampato

Il trasformatore T1 è montato sul lato superiore del PCB. Il suo circuito magnetico è un anello di dimensioni K24x13x7,5 in permalloy MP140, isolato con uno strato di tela verniciata. I dati di avvolgimento sono riportati nella tabella. 1, e l'ordine in cui gli avvolgimenti sono avvolti corrisponde ai loro numeri nel diagramma. Le spire di avvolgimento I, VI e VII sono distribuite uniformemente su tutto il perimetro del circuito magnetico. Ciascuno degli altri avvolgimenti è avvolto sul proprio segmento del circuito magnetico e non si sovrappone. Tutti gli avvolgimenti sono isolati con tela verniciata.

Tabella 1

Induttanza L1 - EC24.

Il condensatore C17 è fissato sopra la superficie superiore della scheda su supporti alti 20 mm. Premono i petali di montaggio ai suoi terminali con fili saldati ad essi, collegati ai terminali del condensatore. Per collegare i cavi di alimentazione con terminali IGBT VT2-VT5, trinistor VS1 e VS2, diodi VD11 e VD12, sul circuito stampato sono previste piazzole di contatto con fori. Questi elementi vengono premuti contro il blocco dissipatore tramite guarnizioni isolanti, come mostrato in fig. 7.

Riso. 7. Unità dissipatore di calore

Il trasformatore di uscita T5, l'induttore L2, i diodi raddrizzatori VD21, VD22 si trovano su un'unità dissipatore di calore separata. I dati di avvolgimento del trasformatore T5 sono riportati in Tabella. 2. Il suo nucleo magnetico è di classe Gammamet GM414. 2 misure standard OL64x40x30. L'avvolgimento primario è isolato dal circuito magnetico e dagli avvolgimenti secondari mediante doppi strati di tessuto verniciato.

Tabella 2

L'avvolgimento dell'induttore L2 è avvolto su un circuito magnetico ShLM20x32 realizzato in acciaio elettrico di 0,08 mm di spessore con un pacchetto di cinque nastri di rame dolce di 0,1 mm di spessore e di larghezza leggermente inferiore all'altezza della finestra del circuito magnetico. L'imballo, isolato con tela verniciata, faceva sette giri. Il circuito magnetico è assemblato con uno spazio non magnetico lungo 1,8 mm.

Tra i dissipatori di calore sono presenti due ventole da 80x80 mm provenienti dall'alimentatore del computer collegate ai connettori XP1 e XP2. Una ventola soffia attorno al trasformatore T5, all'induttore L2 e al condensatore C17. Il suo flusso d'aria è diretto verso il trasformatore T5. La seconda ventola si trova tra i dissipatori di calore. Il suo flusso d'aria è diretto verso i diodi VD21 e VD22.

Cavo di rete PVA 2x2,5 mm² collegato ai morsetti 1 e 3 (superiori) dell'interruttore SA1. Ai terminali 2 e 4 (inferiori) di questo interruttore sono collegati due fili con una sezione di 1,5 mm². Uno dei fili dal terminale 2 è collegato all'anodo del trinistor VS2 e l'altro al catodo del diodo VD12 (non c'è connessione tra loro attraverso i conduttori stampati). Uno dei fili dal terminale 4 va all'anodo del trinistor VS1 e il secondo va al catodo del diodo VD11. Non vi è alcuna connessione tra loro nemmeno tramite conduttori stampati. Un resistore di regolazione della corrente variabile R33 è installato sul pannello frontale del case e collegato al connettore XP8 con un cablaggio a tre fili. Il termistore RK2 è fissato al dissipatore di calore con una staffa di fissaggio.

Il programma del microcontrollore può essere scaricato da ftp://ftp.radio.ru/pub/2017/03/weld.zip.

Autori: A. Zharkov

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