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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Controllo di transistor ad effetto di campo in convertitori di impulsi. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore Come sapete, l'uso di potenti transistor ad effetto di campo invece di quelli bipolari nei convertitori di tensione a impulsi offre una serie di vantaggi. Puoi leggere di questo nella letteratura speciale, tuttavia, in primo luogo, è praticamente inaccessibile al lettore medio e, in secondo luogo, le questioni relative al controllo di potenti transistor ad effetto di campo sono esposte in esso, di regola, in una forma generale, senza riferimento a circuiti specifici, manca una descrizione dettagliata dei convertitori di lavoro. L'autore di questo articolo introduce le caratteristiche dell'uso di transistor ad effetto di campo in tali dispositivi. I transistor ad effetto di campo della struttura MIS con un canale n indotto sono i più utilizzati nei convertitori di tensione impulsiva. A tensione zero al gate (rispetto al source), il transistor è chiuso e si apre con una tensione positiva con una soglia abbastanza netta. Sulla fig. La figura 1 mostra la dipendenza misurata sperimentalmente della corrente di drain dalla tensione gate-source del transistor IRF630. L'intervallo di tensione di ingresso da uno stato completamente chiuso a uno stato saturo non supera 0,5 V, il che significa che il transistor sta tipicamente commutando.
Poiché non c'è accumulo di portatori di carica nel canale, non c'è tempo per il loro riassorbimento. La durata dell'aumento e della diminuzione degli impulsi della corrente di drain con un segnale di controllo corrispondente è di 20 ... 30 ns a una corrente operativa completa che raggiunge 9 A. La tensione di drain-source massima operativa Us max = 200 V, la POTENZA massima dissipata P pa max = 75 W. La resistenza di ingresso dei transistor MIS è puramente capacitiva, ma ciò non significa che quando viene applicato un impulso di controllo al gate, si comporterà come un condensatore convenzionale. Sul circuito equivalente di un transistor si distinguono tre capacità principali: ingresso Czi - tra gate e source; il passaggio Cse - tra drain e gate, l'uscita Cci - tra drain e source. La capacità Sei viene caricata come un condensatore convenzionale solo fino alla tensione di soglia Upor Non appena il transistor si apre, si verifica una retroazione di tensione negativa attraverso la capacità Ссз. Una sezione orizzontale appare sulla curva di carica della capacità di ingresso. La sua durata, a seconda della corrente di carica, va da frazioni a unità di microsecondi, tuttavia svolge un ruolo importante nella formazione dell'impulso di corrente di drain. Per studiare le caratteristiche della curva di carica, è stato assemblato un nodo, il cui schema è mostrato in Fig. 2 (senza resistenza R3). Il nodo è alimentato da due sorgenti Upit1 e Upit2, poiché la tensione di drain raggiunge centinaia di volt.
I diagrammi di sollecitazione nei punti caratteristici del nodo sono mostrati su una scala arbitraria in Fig. 3.
Fino al momento, la tensione positiva all'ingresso mantiene aperto il transistor VT1. La durata dell'ascesa e della caduta degli impulsi di attivazione (totale con il tempo di salita dell'amplificatore dell'oscilloscopio) non ha superato i 20 nsec, quindi non sono mostrati nel diagramma. Sul segmento t1 ... t2, quando il transistor VT1 è già chiuso, anche VT2 è ancora chiuso e la tensione al suo gate aumenta esponenzialmente con la costante di tempo R2Czi. Sullo schermo, questa sezione iniziale appare come un segmento di linea retta. Il transistor VT2 si apre all'istante t2, cioè con un certo ritardo. Designiamolo come tset1 = t2 - t1. Dal momento t2 inizia ad agire una retroazione negativa tra drain e gate attraverso la capacità Ссз (effetto Miller). La tensione al gate smette di aumentare e il grafico b nella sezione t2 ... t3 è una linea orizzontale sullo schermo. Ma la tensione nel punto in dal momento t2 inizia a diminuire a causa di un aumento della corrente di drain. Al momento t3, il transistor VT2 si apre completamente, la tensione al suo drain raggiunge quasi lo zero e rimane costante, l'OS negativo viene spento tramite Cse (la corrente OS è zero). La tensione di gate ricomincia ad aumentare in modo esponenziale fino a Upit1. All'istante t4, il transistor VT1 si apre e la capacità Czi inizia a scaricarsi. La costante di tempo della sua scarica è molto inferiore alla carica, quindi la tensione al gate del transistor VT2 diminuisce molto rapidamente e fino a quando non raggiunge il valore Unop (momento t5), il transistor VT2 rimane aperto. All'istante t5, inizia a chiudersi, la tensione sul suo drain inizia ad aumentare e l'FB negativo entra di nuovo in funzione. Sul grafico b compare un gradino, ma poiché la chiusura è molto rapida, la sua durata è molto breve. Il transistor si spegne prima che la tensione al suo gate scenda a zero. L'intervallo di tempo da U a t5 è il tempo di ritardo di spegnimento tset2 = t5 -t4. Una delle condizioni più importanti per il funzionamento affidabile dei convertitori di tensione a impulsi è la formazione di una modalità di commutazione sicura per transistor potenti. Quando il transistor è acceso, la corrente di drain aumenta da zero a un massimo e la tensione ai suoi capi diminuisce da un massimo a quasi zero. Quando il transistor si chiude, il processo si inverte. È necessario che sia la corrente che la tensione e il loro prodotto lungo l'intera traiettoria del punto operativo non superino i valori consentiti. I picchi di corrente e tensione nelle posizioni di transizione devono essere esclusi o ridotti al minimo. Questi obiettivi vengono raggiunti rallentando forzatamente i processi di commutazione dei transistor. Allo stesso tempo, l'aumento e la diminuzione dell'impulso dovrebbero essere il più brevi possibile per ridurre la generazione di calore nel transistor, cioè è necessario trovare un compromesso. Gli esperimenti dimostrano che con i transistor ad effetto di campo il problema si risolve più facilmente che con quelli bipolari. Il tempo di salita dell'impulso di drain current è pari alla durata del tratto orizzontale t2...t3, che a sua volta è proporzionale alla resistenza del resistore R2 (vedi Fig. 2). La dipendenza della durata del fronte tf, dalla resistenza del resistore R2 è mostrata in fig. 4. Pertanto, selezionando questo resistore, è possibile impostare facilmente la velocità di aumento desiderata della corrente di drain.
Accendendo il transistor ad effetto di campo secondo lo schema di fig. 2 ha una caratteristica interessante che contribuisce alla soluzione del problema. La velocità di aumento della corrente di drain nella fase iniziale dell'impulso è notevolmente ridotta, risultando nella completa assenza di un picco nella parte anteriore dell'impulso della corrente di drain (la forma dell'impulso della corrente di drain può essere giudicata dalla forma di l'impulso di tensione al punto c) Il tempo di apertura di un potente transistor ad effetto di campo è approssimativamente uguale a quello di un bipolare , incluso secondo lo schema corrispondente, e il tempo di chiusura è dieci volte inferiore. Quindi, per il transistor IRF630 con Upit1 \u15d 2 V e R560 \u0,5d 0,06 Ohm, topen = 7,5 μs, tclose = 20 μs. Con una VELOCITÀ di chiusura così ALTA, la caduta dell'impulso della tensione di drain ha un picco di 20 V a Up = 27,5 V. Anche l'ampiezza dell'impulso è di XNUMX V, il che significa che il picco è del XNUMX% della sua ampiezza. Alcuni ritengono che la sovratensione sia dovuta al passaggio diretto del segnale di ingresso attraverso la capacità Cse. Credo che la potenza del segnale di ingresso sia troppo bassa per questo, anche se, ovviamente, ci sono le condizioni per passare. Una causa più probabile, credo, è la reazione del circuito di potenza del transistor a una rapida diminuzione della corrente di drain. In ogni caso, questo fenomeno va combattuto. Il modo più semplice è ridurre il picco aumentando il tempo di scarica della capacità di ingresso del transistor VT2 (vedi Fig. 2). Per fare ciò, nel circuito dell'emettitore del transistor VT1 è stato incluso un resistore R3. A R3 = 56 Ohm, l'ampiezza del picco è diminuita a 1,75 V o 9% e a R3 = 75 Ohm, a 1 V o 5% del ampiezza del polso. Con il resistore R3, la durata del fronte dell'impulso aumenta leggermente - di circa 0,1 μs. Si ottengono impulsi completamente non distorti se un circuito di un condensatore collegato in serie con una capacità di 0,47 ... 1 μF e un resistore con una resistenza di 1 ... 2 Ohm è collegato al terminale superiore della resistenza di carico Rн (il la seconda estremità del circuito è collegata a un filo comune). Questo circuito dovrebbe essere posizionato il più vicino possibile ai terminali del transistor VT2. Nei convertitori push-pull, oltre a quelli elencati, appare un altro problema: attraverso la corrente. La ragione della sua comparsa nei dispositivi basati su transistor bipolari è il tempo finito di assorbimento dei portatori minori in eccesso nella base dei transistor, motivo per cui è necessario ritardare artificialmente l'apertura dei transistor.Nei transistor ad effetto di campo, in queste condizioni , il ritardo di accensione e spegnimento avviene automaticamente e la durata dei ritardi è stabile. Nonostante il fatto che non vi sia accumulo di carica nei transistor ad effetto di campo, una corrente passante può apparire solo quando tset2 > tset1. Se ti assicuri che il transistor si chiuda in un braccio del convertitore prima che quello chiuso si apra nell'altro braccio, questa corrente non si verificherà. In altre parole, deve esserci una pausa tra la chiusura di un transistor e l'apertura di un altro. Per aprire un transistor ad effetto di campo, è necessaria relativamente poca potenza. Gli impulsi di controllo possono essere applicati direttamente dalle uscite dei circuiti logici senza precedente amplificazione di corrente. La potenza di uscita del convertitore stesso può raggiungere diverse centinaia di watt. Per controllare potenti transistor ad effetto di campo, l'industria produce microcircuiti speciali che consentono una corrente di uscita fino a 100 mA o più. Ma questi sono microcircuiti universali, progettati per controllare transistor con Svx \u3000d 4000 ... XNUMX pF e una frequenza di conversione di centinaia di kilohertz. Un frammento del circuito di commutazione per transistor controllati da microcircuiti digitali è mostrato in fig. 5 La capacità di ingresso dei transistor VT1 e VT2 viene caricata attraverso i resistori R1 e R2 e scaricata rispettivamente attraverso i diodi VD1, VD2, il che equivale all'accensione secondo il circuito di fig. 2.
Sulla fig. 6 mostra su diverse scale temporali gli impulsi di corrente di pozzo dei transistori VT1 e VT2. Il segnale sullo schermo dell'oscilloscopio appare come una linea retta con denti stretti (Fig. 6, a). I picchi sono brevi pause tra gli impulsi della corrente di drenaggio. La forma della pausa su una grande scala temporale è mostrata in Fig. 6b. Il segnale può essere osservato sullo schermo di un oscilloscopio a due canali in modalità "somma" con inversione in uno dei canali.
Tuttavia, il diagramma di Fig. 5 non è tipico per la costruzione di potenti alimentatori a commutazione. Molto spesso usano convertitori di tensione a mezzo ponte, in cui i circuiti di controllo di potenti transistor devono essere isolati l'uno dall'altro in corrente continua. In fig. 7. Il dispositivo secondo lo schema di fig. 5 viene utilizzato qui come generatore di impulsi di controllo e fonte di alimentazione aggiuntiva.
Questo convertitore funziona a 25 kHz; potenza di uscita - 200 W. L'oscillatore principale sugli elementi logici DD1.1, DD1.2 del chip CD4011BCN funziona in modo molto stabile. Con un altro microcircuito, la frequenza potrebbe differire da quella indicata, quindi dovranno essere selezionati i resistori R2 (ed eventualmente R3). Non è auspicabile utilizzare il microcircuito K561LA7, poiché la tensione di alimentazione dell'oscillatore principale è di 15 V, ovvero il massimo consentito per questo microcircuito. I transistor IRFD010 hanno una piccola capacità di ingresso, motivo per cui le pause tra gli impulsi non superano 0,5 µs. La durata delle pause può essere aumentata collegando i condensatori C5 e C6 (mostrati da linee tratteggiate) con una capacità di 100 pF o più. Possono pause simmetriche. Se le pause sono simmetriche, possono essere espanse più facilmente includendo un condensatore tra i gate dei transistor VT1 e VT2. In questo caso, la durata dell'aumento e della diminuzione degli impulsi aumenta in modo insignificante. La simmetria degli impulsi stessi si ottiene selezionando il resistore R2. Per il trasduttore descritto, la durata della pausa alla base degli impulsi è di 0,1 µs e di circa 0,45 µs tra i loro picchi. Gli impulsi provenienti dagli avvolgimenti III e IV del trasformatore T1 aprono i potenti transistor VT3 e VT4. Tale inclusione di transistor è equivalente a quella mostrata nel diagramma di Fig. 2 con resistore R3 La forma degli impulsi sull'avvolgimento primario del trasformatore T2 su scala arbitraria è illustrata in fig. 8.
Il resistore R6 svolge un ruolo importante nel dispositivo. Elimina le sovratensioni sul fronte dell'impulso e sopprime i fenomeni di risonanza. È conveniente prendere un segnale da esso per osservare e controllare i parametri degli impulsi e delle pause tra di loro. La sua resistenza dovrebbe essere il minimo necessario per raggiungere questi obiettivi. Autore: M. Dorofeev, Mosca
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Commenti sull'articolo: Alexander Molto comprensibile. Anche per me, ho appena iniziato. Grazie.
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