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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Convertitore di polarità di tensione su condensatori commutati. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore L'articolo discute le opzioni circuitali per un convertitore di polarità di tensione su condensatori commutati utilizzando due interruttori anziché quattro. Su Radio è stato pubblicato un articolo [1] in cui si descrive dettagliatamente il principio di funzionamento di questi convertitori, costruiti su quattro interruttori analogici. Di seguito sono mostrate le possibilità di implementazione di tali convertitori su due interruttori.
Il principio di funzionamento del convertitore su due interruttori elettronici è illustrato dallo schema di Fig. 1. Gli interruttori S1 e S2 sono controllati da due segnali antifase. Quando i “contatti” dell'interruttore S1 sono chiusi (e S2 è aperto), il condensatore C1 viene caricato dalla fonte di alimentazione attraverso il diodo VD2 quasi al livello Upit (trascuriamo la caduta di tensione Upr.d attraverso il diodo aperto VD2). Quindi, quando i "contatti" dell'interruttore S1 si aprono e S2 si chiudono, il condensatore C1 è collegato al condensatore C2 tramite il diodo VD1. Di conseguenza, viene scaricato sul condensatore C2. La tensione sul condensatore C2 aumenterà a
e dopo diverse commutazioni raggiungerà il valore costante |-UBblx| ≈ Upit-2Uppr.d, se trascuriamo il valore di resistenza rn del circuito di scarica seriale. Pertanto, la tensione di uscita del braccio negativo del convertitore sarà sempre inferiore a quella positiva. Un pratico circuito di commutazione è mostrato in Fig. 2. Il convertitore è assemblato su due interruttori analogici DA1.1, DA1.2. I segnali di controllo antifase vengono forniti agli ingressi degli interruttori DE. Quando l'interruttore DA1.1 è chiuso, il condensatore C1 viene caricato tramite il diodo VD1, che quindi, dopo l'apertura dell'interruttore DA1.1 e la chiusura di DA1.2, viene scaricato tramite il diodo VD2 sul condensatore C2, ecc. La caratteristica di carico del convertitore a parità le condizioni sono quasi le stesse del prototipo. Va notato che per garantire una caratteristica di carico rigida, la capacità dei condensatori C1 e C2 deve essere selezionata in un certo modo. Il fatto è che il braccio di carico negativo è alimentato dalla corrente di scarica del condensatore C2. In stato stazionario, nelle fasi in cui l'interruttore DA1.2 è aperto e non c'è flusso di energia al condensatore C2, la diminuzione della tensione -Uout non deve superare l'ampiezza della componente di tensione alternata (ondulazione ΔU) consentita per il carico, solitamente no più dell'1...2% dell'Uout). Pertanto, con un duty cycle dei segnali di controllo pari a 2 e una frequenza di commutazione f, il valore della capacità del condensatore C2 deve soddisfare la condizione
Il valore della capacità del condensatore C1 deve essere tale che, nella fase di stato chiuso dell'interruttore DA1.2, non solo fornisca la corrente di carico richiesta con un simultaneo aumento della tensione |-Uout| dai ΔU persi nella fase precedente, ma anche per compensare le perdite di tensione sulle giunzioni p-n aperte dei diodi VD1 e VD2 e sulla resistenza attiva rn del circuito di carica seriale del condensatore C2. Ovviamente, la capacità del condensatore C1 deve essere maggiore della capacità del condensatore C2. Poiché la quota relativa delle perdite sui diodi VD1, VD2 e la resistenza in serie rn è maggiore, minore è la tensione di uscita o di alimentazione, in pratica è consigliabile scegliere la capacità del condensatore C1 almeno 2 e 1,3 volte maggiore della capacità di condensatore C2 alla tensione Upit, pari rispettivamente a 5 e 15 V. I diodi Schottky a bassa potenza e bassa tensione sono più adatti per il convertitore, soprattutto a bassi valori di Uout. Ciò vale anche per altri tipi di convertitori discussi di seguito. Va inoltre tenuto presente che con Up > 5...6 V sussiste il pericolo di sovraccarichi di corrente attraverso gli interruttori proprio all'inizio del processo di avviamento. Per ridurre i sovraccarichi, è necessario collegare in serie al condensatore C1 un ulteriore resistore limitatore di corrente R1 (mostrato con una linea tratteggiata in Fig. 2). Ad esempio, con Upit = 15 V, la corrente consentita attraverso l'interruttore è 20 mA e la resistenza dell'interruttore chiuso è 100 Ohm, il valore della resistenza R1 è compreso tra 300 e 400 Ohm. In questo caso, la capacità del condensatore C1 dovrebbe essere aumentata a 1,5C2. Le capacità attuali del convertitore possono essere notevolmente migliorate se come interruttori S1 e S2 vengono utilizzati due transistor complementari collegati ad uno stadio push-pull (Fig. 3). Qui il valore di rn è molto piccolo e le perdite su di esso possono essere trascurate e la corrente consentita dai transistor è molto maggiore di quella degli interruttori analogici. I transistor di questo convertitore sono controllati da un segnale comune in antifase. Se il generatore di questo segnale è assemblato su microcircuiti TTL o CMOS, le capacità attuali del transistor VT1 non possono essere pienamente utilizzate a causa del fatto che la corrente di uscita di alto livello consentita di questi microcircuiti (in uscita), di regola, è significativamente inferiore rispetto alla corrente di basso livello (in entrata). Tuttavia tale inconveniente può essere facilmente eliminato utilizzando entrambi i transistor della struttura pn-p, ed alimentando il loro circuito di base con due sequenze di impulsi di controllo sfasate di 180 gradi. In questo caso saranno necessari due resistori limitatori di corrente di base della stessa resistenza. Il valore di questi resistori viene determinato tenendo conto della tensione Upit, della corrente massima consentita del collettore (Ikmax) e del coefficiente di trasferimento statico della corrente di base h21e- Inoltre, per il circuito di Fig. 3, è necessario tenere conto inoltre del valore della corrente circolante ammissibile del generatore di segnali di controllo. Il valore correttamente selezionato dei resistori di base elimina la possibilità di sovraccarico di corrente dei transistor (specialmente durante l'avvio), così come del generatore del segnale di controllo (in tutte le modalità). Questo è il vantaggio dei convertitori a transistor rispetto a quelli assemblati su interruttori analogici (vedi Fig. 2), dove la protezione contro le sovracorrenti si ottiene deteriorando le caratteristiche del carico introducendo un resistore limitatore di corrente R1. Ora che la corrente attraverso entrambi i transistor pnp è limitata, quando si determina la corrente di carico massima consentita lH max, è possibile operare con la corrente massima attraverso i transistor indicati:
Inoltre, grazie alla capacità dei transistor di commutazione di funzionare in modalità saturazione, è possibile trascurare le perdite del circuito di scarica ed esprimere la tensione di uscita con una relazione più accurata: |-Uout| =Upit - 2Upr.d. Le capacità attuali di un convertitore basato su transistor complementari (Fig. 3) possono essere notevolmente aumentate se il timer analogico KR1006VI1 viene utilizzato come generatore di impulsi di controllo secondo uno dei circuiti in [2]. È inoltre possibile amplificare il segnale di controllo della corrente con un inseguitore di emettitore su un transistor n-p-n. Quindi la caratteristica di carico di questo convertitore sarà la stessa di quella assemblata con transistor PNP. La più interessante, a mio avviso, è la possibilità di costruire un convertitore sul timer KR1006VI1 (Fig. 4), che svolge le funzioni di entrambi gli interruttori.Il timer è collegato secondo il circuito di trigger di Schmitt [2]. Una delle uscite del timer, il pin 3, consente la corrente in entrata e in uscita fino a 100 mA (per impulso - 200 mA). Per controllare il timer è necessario un unico treno di impulsi a bassa potenza, applicato agli ingressi combinati R e S; Non è necessaria alcuna resistenza di limitazione della corrente.
Introducendo la polarità di due diodi nel convertitore, diventa possibile costruire un convertitore ancora più semplice, con un solo transistor (Fig. 5). Il prototipo qui è il nodo secondo lo schema di Fig. 1, dove l'interruttore S1 è sostituito dal resistore R1 e S2 dal transistor VT1. Quando il transistor è chiuso, il condensatore C1 viene caricato tramite il resistore R1 e il diodo VD1 e non appena il transistor si apre, questo condensatore viene scaricato tramite il diodo VD2 sul condensatore C2. A causa della sua semplicità, anche le sue attuali capacità sono molto modeste a causa della bassa efficienza. Quando il transistor VT1 è aperto, insieme alla corrente di scarica del condensatore C1, dalla sorgente di alimentazione scorre anche una corrente inutile, pari a Upit/R1 e notevolmente maggiore della corrente di carico. Tuttavia, se l'efficienza non è un fattore critico, questo convertitore può essere utilizzato in alimentatori a bassa potenza con correnti di uscita fino a diversi milliampere. Qualche parola sulla frequenza operativa ottimale dei convertitori di polarità considerati. Dalla formula precedente per la capacità C2 ne consegue che una frequenza più elevata corrisponde a una capacità minore richiesta per fornire la corrente di uscita richiesta. La frequenza limite qui è in gran parte determinata dalle caratteristiche di frequenza degli elementi, principalmente condensatori e interruttori. Ottimale per i dispositivi secondo lo schema di Fig. 3 e 4, dove, in base alla possibilità di ottenere valori di corrente di carico relativamente grandi, si possono utilizzare condensatori all'ossido, la frequenza è da considerarsi compresa nell'intervallo 10...20 kHz. E nei convertitori meno potenti con interruttore su interruttori analogici, la frequenza può essere aumentata fino a quasi 100 kHz utilizzando condensatori miniaturizzati ad alta frequenza. Il limite superiore della frequenza dei convertitori con interruttore su due transistor è limitato anche dal fatto che, a causa della differenza nei tempi di accensione e spegnimento, appare inevitabilmente una corrente passante, le cui perdite dinamiche aumentano bruscamente all'aumentare della frequenza . Pertanto, ridurre la capacità dei condensatori C1 e C2 con l'aumentare della frequenza e passare a condensatori non ossidati non ha sempre un effetto positivo. Tuttavia, l'ostacolo principale all'aumento della capacità di corrente fino al valore di corrente nominale degli interruttori applicati è, ovviamente, la resistenza in serie rn dei circuiti di carica e scarica. Credo che questo sia il motivo per cui si verifica un forte calo della tensione di uscita dei convertitori sugli interruttori analogici (soprattutto con quattro interruttori, come in [1]) a valori di corrente significativamente inferiori a quelli consentiti dagli interruttori stessi. A questo proposito i convertitori dello schema di Fig. 3 e 4 si confrontano favorevolmente con una resistenza rn quasi dieci volte inferiore. In conclusione, notiamo che nei casi in cui il ciclo di lavoro Q degli impulsi di controllo è superiore a due, il valore calcolato della capacità dei condensatori C1 e C2 dovrebbe essere aumentato di un fattore di 0,5Q. Letteratura
Autore: E. Muradkhayanyan, Yerevan, Armenia
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