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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Transistor UMZCH con maggiore stabilità termica dinamica. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a transistor L'articolo descrive un UMZCH, che utilizza soluzioni tecniche che migliorano la stabilità termica dinamica dello stadio di uscita su transistor bipolari. In una tale cascata, la distorsione di commutazione viene eliminata a causa dell'eliminazione dell'interruzione di corrente nei potenti transistor. La seconda parte dell'articolo fornisce raccomandazioni per espandere la banda di frequenza dell'amplificatore dal basso, il che ha un effetto benefico sulla qualità della riproduzione del suono. Un UMZCH simile è stato presentato da E. Aleshin alla mostra Russian Hi-End del 1998, dove ha gareggiato degnamente con gli amplificatori a valvole.
La principale fonte di generazione di calore nell'UMZCH è lo stadio di uscita e durante lo sviluppo degli amplificatori di potenza a transistor è sempre stata prestata molta attenzione alla sua stabilizzazione termica. Negli anni 80-90, nell'UMZCH di alta qualità (ad esempio, [1 - 3]), il circuito dello stadio di uscita, semplificato in Fig. 1, divenne più diffuso. 2. I suoi vantaggi includono una soddisfacente stabilità termica (quando si posizionano i transistor VT4, VT5, VTXNUMX su un comune dissipatore di calore), un'elevata frequenza di taglio del coefficiente di trasmissione e una bassa resistenza di uscita. Tuttavia, l'interruzione della corrente del braccio passivo, nonché l'instabilità dinamica della corrente di riposo dei transistor di uscita dovuta alle fluttuazioni della temperatura delle giunzioni dei transistor quando cambia il livello del segnale, contribuiscono ad aumentare le distorsioni di commutazione. Queste caratteristiche compromettono la valutazione soggettiva e l'affidabilità della riproduzione del suono. Informazioni sulla modalità di stabilizzazione dinamica Diversi anni fa, l'inventore di Khabarovsk E. Aleshin ha proposto un metodo per stabilizzare la modalità operativa (corrente di riposo) delle cascate di transistor [4,5], che ha permesso di ridurre l'instabilità dinamica della temperatura di un ordine di grandezza, eliminare l'interruzione di corrente nel stadio di uscita push-pull dell'UMZCH e rendere più accurata la ridistribuzione della corrente al suo interno ( come in un amplificatore “parallelo” [6]).
Nella fig. La Figura 2 mostra un circuito semplificato di un amplificatore con retroazione di corrente [2] (A1 è un ripetitore push-pull), dove, a differenza del prototipo, il punto operativo dello stadio di uscita è stabilizzato utilizzando un'unità proposta da E. Aleshin. Lo stabilizzatore di corrente di riposo è realizzato sugli elementi VT3, VT4 e VD1, VD2. Quando una corrente passante attraversa i potenti transistor VT5, VT6 e gli elementi non lineari collegati in serie ad essi - diodi VD1, VD2 - su questi ultimi si forma una caduta di tensione che, quando viene raggiunta la soglia di apertura dei transistor VT3, VT4, provoca il aspetto della loro corrente di base e di collettore, riducendo la corrente di ingresso dei transistor VT5, VT6. Di conseguenza, la corrente passante attraverso i transistor dello stadio di uscita e, di conseguenza, la corrente attraverso i diodi VD1, VD2 - sensori di corrente - sono limitate. Si ottiene la stabilità termica statica (a lungo termine), come nel circuito di Fig. 1, garantendo il contatto termico dei transistor VT3, VT4 con diodi VD1, VD2. La stabilizzazione dinamica si ottiene molto meglio grazie alla minore generazione di calore sui diodi rispetto ai transistor potenti e l'effetto è ottenibile se i cristalli di questi diodi e transistor sono comparabili in volume. In presenza di un segnale, si ottiene una ridistribuzione uniforme della corrente attraverso il carico e tra i diodi VD1 e VD2 grazie alla caratteristica logaritmica IV dei diodi. Inoltre, la corrente che li attraversa non scende mai a zero, escluso il taglio di corrente dei transistor di uscita. La corrente attraverso il braccio passivo può essere aumentata in modo significativo collegando un resistore tra le basi dei transistor VT3, VT4 (cioè in parallelo con VD1, VD2). Allo stesso tempo, la corrente di riposo e la sua distribuzione tra i bracci in presenza di segnale non sono influenzate né dalla temperatura dei potenti transistor né dalla caduta di tensione sui resistori (se presenti) nei circuiti di base ed emettitore di questi transistor. Può sembrare difficile selezionare diodi e transistor collegati in parallelo ad essi tramite la giunzione di emettitore in modo da garantire la condizione di stabilizzazione: Σ uBe = Σ UVd. In realtà è sufficiente trovare i tipi di dispositivi adatti, non è necessaria la selezione delle copie. Inoltre, esiste un modo semplice per regolare il punto operativo, mostrato di seguito nella descrizione dell'UMZCH proposto. A proposito di distorsione termica Qui è opportuno parlare un po' della distorsione termica e dei metodi per eliminarla durante la progettazione di amplificatori a transistor. La distorsione termica è la variazione introdotta nel segnale mentre attraversa un circuito elettrico o uno stadio amplificatore, causata dall'effetto termico del segnale stesso (corrente) sui parametri sensibili alla temperatura degli elementi dell'amplificatore. Un esempio di distorsione termica nei circuiti passivi è la compressione del segnale nelle testine dinamiche dovuta al riscaldamento delle bobine mobili (specialmente per testine potenti che possono tollerare alte temperature). Nei dispositivi a semiconduttore, un aumento della temperatura del cristallo sotto l'influenza della corrente del segnale che scorre provoca un cambiamento in parametri di base come, ad esempio, la tensione diretta dei diodi (-2,2 mV/K), la tensione base-emettitore di transistor bipolari (-2,1 mV/K), coefficiente di trasferimento di corrente statico dei transistor bipolari (+0,5%/K), ecc. I processi termici sono di natura inerziale, a causa dell'effettiva capacità termica del cristallo e del corpo del dispositivo. Pertanto, i processi elettrotermici nei transistor non solo portano a cambiamenti nei valori dei parametri istantanei, ma creano anche un effetto "memoria" nei circuiti elettrici e negli stadi dell'amplificatore. La memoria termica negli stadi di amplificazione si manifesta come parametri variabili nel tempo dopo l'esposizione a un segnale potente: uno spostamento del punto operativo delle cascate, una variazione del coefficiente di trasmissione (errore moltiplicativo non stazionario); spostamento della componente continua del segnale (errore additivo non stazionario). Quest'ultimo è simile alla manifestazione dell'assorbimento del dielettrico di un condensatore nel circuito di segnale. Questi processi creano distorsioni del segnale lineari e non lineari che deteriorano la qualità del suono riprodotto [7]. Va notato in particolare che la stabilizzazione termica convenzionale non è in grado di migliorare significativamente la stabilità termica dinamica delle cascate a causa della costante di tempo molto più grande dei processi termici nel dispositivo rispetto alla costante di tempo dei processi termici all'interno del dispositivo a semiconduttore. Ciò è in parte vero anche per i chip monolitici. Ovviamente, per eliminare i problemi associati alla memoria termica dei dispositivi a semiconduttore, è necessario utilizzare soluzioni circuitali che riducano le fluttuazioni di temperatura nei cristalli del dispositivo o il loro impatto sui parametri dell'amplificatore. Tali soluzioni potrebbero essere: - modalità operativa isotermica di un dispositivo a semiconduttore [8];
Descrizione del circuito UMZCH L'amplificatore di potenza è realizzato secondo lo schema elettrico (Fig. 3), corrispondente allo schema a blocchi mostrato.
Principali caratteristiche tecniche Tensione di ingresso nominale, V..................1
All'ingresso è installato un filtro passa-basso R1C2 per ridurre le interferenze RF all'ingresso. Lo stesso circuito include un limitatore di tensione di ingresso sugli elementi R3, R4, C1, C3, VD1 -VD4 per proteggere gli stadi di ingresso dell'amplificatore dal sovraccarico. Il segnale di ingresso dal controllo del volume (VR) viene inviato attraverso un filtro passa-basso a un ripetitore "parallelo" VT1, VT2, VT4, VT5 (chiamato follower di emettitore pseudo-push-pull in [10]). I resistori R5, R6 servono a bilanciare la corrente di ingresso, cioè ad eliminare la componente costante della corrente attraverso l'RG, che deriva dalle differenze nei coefficienti di trasferimento di corrente statici dei transistor bipolari di ingresso e crea una tensione di polarizzazione all'ingresso. Il condensatore C6 impedisce l'autoeccitazione dello stadio di ingresso alle radiofrequenze. La modalità operativa statica del ripetitore è stabilizzata dalla tensione di alimentazione mediante stabilizzatori parametrici R7VD5, R12VD6 e impostata dai resistori R8-R11, R16, R17T8K, in modo che a riposo la differenza di potenza termica tra i transistor degli stadi del ripetitore sia piccola. La modalità termica dinamica, determinata dagli elementi R13, R14, R24, R25 in combinazione con la modalità statica, è selezionata in modo tale da ridurre al minimo le fluttuazioni di potenza sui transistor del ripetitore in presenza di un segnale e la differenza nelle potenze istantanee di transistor VT1 e VT4 (VT2 e VT5), ottenendo così la minima differenza di temperatura istantanea tra i loro cristalli. Ciò viene fatto in modo tale che le fluttuazioni termiche nella tensione dei transistor IBE del primo e del secondo stadio vengano sottratte e la tensione del segnale all'uscita del ripetitore, e quindi all'uscita dell'amplificatore, sia minimamente soggetta a distorsione termica, interpretata come “memoria di tensione del segnale” (errore additivo non stazionario) . La tensione dall'uscita dell'amplificatore attraverso il divisore R26R16 e R27R17 viene fornita all'uscita del ripetitore "parallelo" - emettitori VT4, VT5, modificando la corrente attraverso di essi, ovvero si forma una corrente di errore, proporzionale alla deviazione di la tensione di uscita dell'amplificatore, divisa per il guadagno dell'UMZCH, dall'ingresso. La corrente di errore antifase attraverso l'inseguitore di corrente VT3 (VT6) viene fornita all'amplificatore di corrente VT13 (VT14). La sua uscita viene caricata sui resistori R39, R40 e sulla resistenza di ingresso dell'inseguitore di uscita VT15, VT16, al quale viene generata tensione (ovvero, questo è uno stadio di conversione dell'impedenza) e attraverso l'inseguitore di uscita viene fornita al carico (AC) . Il resistore R41 determina la corrente di riposo dell'amplificatore di corrente di errore (VT13, VT14) ed è selezionato in modo tale da impedire la chiusura del braccio passivo di questo stadio a causa del flusso di corrente attraverso R39, R40. Questi ultimi spostano in frequenza il primo polo nel circuito di retroazione generale. La correzione della frequenza nel loop OOS viene effettuata dai condensatori SY, C11, collegati tra lo stadio di conversione dell'impedenza e l'uscita del ripetitore “parallelo”. La loro inclusione migliora la risposta ai transitori dell'amplificatore quando è caricato con un carico a bassa impedenza, ad esempio gli altoparlanti [2]. La correzione per l'anticipo di fase viene eseguita dai circuiti R28C7 e R29C8. Il resistore trimmer R15 viene utilizzato per eliminare l'offset CC sull'uscita UMZCH. La corrente dell'emettitore dello stadio di uscita scorre attraverso i sensori di corrente: diodi VD11-VD14. La tensione dei diodi, contenente informazioni sul valore istantaneo della corrente passante dello stadio di uscita, viene fornita attraverso il divisore R42R36R37R43 all'amplificatore differenziale VT11, VT12 e viene convertita in corrente. Dai collettori VT11, VT12, la corrente attraverso lo specchio di corrente VT7, VT9 (VT8, VT10) viene fornita all'ingresso dell'amplificatore di corrente di errore, riducendone la corrente di ingresso. Poiché in entrambi i bracci la variazione di questa corrente è in fase (a differenza della corrente di errore proveniente dal follower “parallelo”), ciò porta ad una variazione nella corrente passante dell'amplificatore di errore, e quindi dello stadio di uscita, ma non non modificare la tensione di uscita. Pertanto, la corrente di riposo dello stadio di uscita viene stabilizzata. Il circuito R38C13 impedisce l'eccitazione parametrica dell'unità di stabilizzazione e inoltre, insieme a R42, R43, esegue la correzione della frequenza nel circuito OOS. Il collegamento dell'unità di stabilizzazione è leggermente diverso dallo schema di Fig. 2, ma questo non è fondamentale, e può essere implementato diversamente in amplificatori di diversa struttura. Allo stesso tempo, però, è necessario tenere conto del fatto che le fluttuazioni dinamiche della temperatura dei transistor di retroazione di stabilizzazione (VT3, VT4 in Fig. 2 e VT11, VT12 in Fig. 3) influenzano anche la stabilità termica del funzionamento punto dello stadio di uscita, ma spostarlo nella direzione opposta rispetto ai diodi - sensori di corrente. I diodi VD7-VD10 sono protettivi; impediscono l'apertura dell'OOS per stabilizzare la corrente di riposo durante i processi transitori (ad esempio, quando si accende l'alimentazione o un forte rumore impulsivo), che poi passa al PIC con un aumento incontrollato del flusso corrente nello stadio di uscita. DiodeYu9 (VD10) crea anche un'ulteriore caduta di tensione sull'attuale transistor specchio VT7 (VT8), portandolo a una parte più lineare della caratteristica. Costruzione e dettagli L'amplificatore è stato assemblato dall'autore su una breadboard universale. I potenti transistor dello stadio di uscita sono installati su un comune dissipatore di calore con una resistenza termica non superiore a 2 K/W attraverso cuscinetti isolanti termoconduttori. I potenti diodi insieme ai transistor VT11, VT12 sono posizionati su un dissipatore di calore separato collegato a un filo comune, con una resistenza termica non superiore a 15 K/W. È meglio installare i transistor sul retro del dissipatore di calore a piastre, di fronte ai diodi con la tensione diretta più alta (se sono di tipi diversi, come in Fig. 3), cioè in questo caso VT11 è opposto a VD12 e VT12 è opposto a VD13. I transistor VT13, VT14 sono installati su piccoli dissipatori con resistenza termica di 20...30 K/W. Possono anche essere posizionati su un dissipatore di calore con diodi dello stadio di uscita, ma ciò peggiorerà la stabilità termica statica della corrente di riposo. In questa opzione la resistenza termica del comune dissipatore di calore non deve essere superiore a 10 K/W. I resistori fissi sono a film metallico, i resistori di sintonizzazione sono multigiro. Resistori R8-R11, R16-R18, R23, R26, R27, R32, R35 - con una tolleranza di ±1%; possono essere selezionati tra quelli ordinari con tolleranza del ±5% o valori di precisione più vicini ai valori indicati della serie E96. Le restanti resistenze fisse hanno una tolleranza del ±5%. Condensatori all'ossido C14, C15 - bassa impedenza (bassa ESR), utilizzati negli alimentatori a commutazione; non polare con la tensione nominale specificata - pellicola. Si consiglia di utilizzare condensatori C2, C10, C11 con dielettrico in polistirolo o polipropilene, il resto sono ceramici per tensione di 25 o 50 V con dielettrico X7R (o gruppi NPO, COG per C6 C8). I diodi Zener VD5, VD6 sono di precisione, hanno una tolleranza di ±1%, è possibile utilizzarne anche altri con una tolleranza di ±2% (ad esempio BZX55B) o selezionare dall'intervallo di ±5% (BZX55C). I diodi VD7-VD10 sono ultraveloci per una corrente media di 1 A, con una tensione diretta di 0,6...0,7 V con una corrente di 0,1 A. I diodi dello stadio di uscita possono essere qualsiasi potente diodo Schottky o ultraveloci per una corrente media di non inferiore a 10 A. È accettabile qualsiasi combinazione di tipi e numero di diodi nel braccio; è importante solo che la caduta di tensione totale a una determinata corrente di riposo che li attraversa sia compresa tra 0,7 e 0,9 V. Ad esempio, un diodo VD12 (VD13) può essere sostituito da due MBR1045 o MBR1035 collegati in serie. È preferibile utilizzare diodi con una corrente fino a 20 A o più, poiché hanno un volume di cristalli maggiore e quindi possono fornire una migliore stabilità termica dinamica. I transistor ВС550С, ВС560С in un ripetitore “parallelo” possono essere sostituiti con ВС550В, ВС560В o ВС549, ВС559 con indici di lettere C o B, e in altre posizioni anche con ВС547, ВС557 o ВС546, ВС556 11 con indici di lettere C o B. Transistor VT12 , VT0,1 - alta frequenza a bassa potenza con bassa capacità di giunzione, corrente diretta di collettore consentita di almeno 60 A e tensione collettore-emettitore di almeno 2 V. Sono adatti anche 1540SA2, 3955SC546 o BC556, BC13 con qualsiasi indice di lettere, in in quest'ultimo caso il margine di stabilità dell'unità di stabilizzazione diminuirà leggermente. Transistor VT14, VT1 - potenza media ad alta frequenza, con una corrente di collettore diretta consentita di almeno 60 A e una tensione di collettore-emettitore di almeno 2 V; È preferibile utilizzare istanze con un valore elevato di h2ia - I transistor di uscita possono essere 1302SA2, 3281SC213, preferibilmente del gruppo O (con un valore elevato del parametro h213). Si consiglia di selezionare coppie complementari di transistor di tutti gli stadi in base a un valore vicino di hXNUMX. È meglio utilizzare transistor ripetitori “paralleli” dello stesso lotto, lo stesso vale per gli attuali transistor a specchio. Nella scelta dei radioelementi potete farvi guidare dalle raccomandazioni esposte in [3] (n. 1, pp. 18-20). L'alimentatore UMZCH potrebbe essere non stabilizzato. L'installazione del filo comune e dell'alimentazione viene eseguita secondo regole ben note. Notiamo solo che la “massa” locale di ingresso comprende gli elementi C1-C5, R2, VD3-VD6 e lo schermo del cavo che collega l'ingresso dell'amplificatore al controllo del volume.
Impostazione e misurazione dei parametri Prima della prima accensione, i fusibili nei circuiti di alimentazione vengono sostituiti con resistori con una resistenza di 22...33 Ohm e una potenza di 5 W, e i cursori del resistore trimmer vengono impostati in posizione centrale (per resistore R37 - alla posizione di massima resistenza). Il carico è scollegato, l'ingresso è chiuso. Aumentando lentamente la tensione di alimentazione si controlla il consumo di corrente in entrambi i circuiti di potenza; non deve superare 0,15 A. Dopo aver portato la tensione sui condensatori C14, C15 a +/-18 V, controllare le tensioni indicate nello schema: sui diodi VD3, VD4 dovrebbero essere 1,5... 1,7 V; sui diodi Zener VD5, VD6 - 7,4...7,6 V ciascuno. La tensione di uscita deve essere compresa tra ±0,3 V e le correnti consumate dagli alimentatori devono essere le stesse. Dopo aver aumentato la tensione di alimentazione a +/-25 V (su C14, C15), controllare nuovamente le tensioni indicate e il consumo di corrente. Monitorando la tensione di uscita con un oscilloscopio, assicurarsi che l'amplificatore non sia autoeccitante. Quindi impostare la tensione costante minima in uscita con il resistore di regolazione R15. Successivamente, la corrente di riposo dello stadio di uscita viene impostata utilizzando il resistore di regolazione R37 e, se necessario, selezionare R36. Monitorando la tensione di uscita con un millivoltmetro, aprire l'ingresso e utilizzare il resistore di regolazione R6 per impostare la tensione di uscita sulla stessa tensione di prima dell'apertura. Quindi, chiudendo nuovamente l'ingresso, minimizzano la tensione di offset in uscita con il resistore R15 nel modo più accurato possibile. Dopo aver aperto l'ingresso, controllare nuovamente la tensione in uscita e, se necessario, portarla a zero con la resistenza R6. Utilizzando i segnali di test - una sinusoide e un meandro con una frequenza di 1 kHz - viene verificata l'assenza di autoeccitazione a varie ampiezze, fino al limite. Sono possibili tre tipi di autoeccitazione (ad esempio dovute all'utilizzo di altri tipi di transistor). Il primo, di regola, è associato ad un eccessivo sfasamento nel circuito di retroazione generale, che viene eliminato aumentando la capacità dei condensatori C10 e C11; in questo caso è necessario tenere conto della corrispondente diminuzione della frequenza del primo polo nel circuito OOS e della velocità massima di aumento della tensione in uscita. Il secondo è dovuto allo sfasamento dell'anello OOS dell'unità di stabilizzazione della corrente di riposo; si riduce diminuendo la resistenza del resistore R38. Il terzo tipo è l'eccitazione parametrica nell'unità di stabilizzazione della corrente di riposo, che è chiaramente visibile all'uscita in assenza di segnale (in questo caso, una corrente fino a diversi ampere scorre attraverso lo stadio di uscita se non sono presenti limiti di corrente resistori nei circuiti di potenza). Questo viene eliminato aumentando la resistenza R38. Come puoi vedere, i requisiti per questo resistore sono contraddittori, quindi (se necessario) per determinare la resistenza ottimale, è necessario trovare i suoi limiti superiore e inferiore, ai quali non si verifica ancora l'autoeccitazione, e calcolare il valore ottimale come la media aritmetica. Per questa procedura è possibile utilizzare un resistore di trimming saldandolo direttamente alla scheda, senza fili, in modo che connessioni parassite e induttanze non distorcano il risultato. Il rapporto tra i limiti superiore e inferiore trovati deve essere superiore a 3 per garantire un margine di stabilità sufficiente. Altrimenti, dovrai sostituire i transistor VT11, VT12 con altri tipi. Un altro modo è aumentare la capacità del condensatore C13, ma ciò è indesiderabile perché riduce la velocità dell'unità di stabilizzazione della corrente di riposo. Ora puoi installare i fusibili e collegare il carico equivalente: un resistore da 4 Ohm e 50 W. Ancora una volta, verificare l'assenza di autoeccitazione sui segnali di test. Infine, se è possibile utilizzare un analizzatore di spettro, la resistenza di regolazione R30 minimizza il livello della seconda armonica quando viene applicato all'ingresso un segnale di test con una frequenza di 1 kHz e una potenza di carico di 40 W. Se allo stesso tempo appare un offset di tensione sull'uscita (in assenza di segnale), è necessario minimizzarlo nuovamente utilizzando R15. Come ultima risorsa si può saltare la regolazione armonica eliminando le resistenze R30, R31 e installando R26 dello stesso valore di R27 Dopo la configurazione, l'amplificatore presenta i seguenti parametri. Con una tensione di ingresso di 1 V, la potenza di uscita su un carico con un'impedenza di 4 Ohm (con uno sfasamento fino a 60 gradi) è di 50 W. La velocità di aumento della tensione di uscita è di almeno 100 V/μs. Il livello di distorsione armonica nella banda di frequenza 10 Hz...22 kHz con una potenza di uscita di 40 W con un carico di 4 Ohm non è superiore allo 0,02%, con una potenza di uscita di 20 W con un carico di 8 Ohm - non più dello 0,016%. Il livello di distorsione di intermodulazione (frequenze 19 e 20 kHz in un rapporto di ampiezza di 1:1) con una potenza di uscita di picco di 40 W con un carico di 4 Ohm - 0,01%, con una potenza di uscita di picco di 20 W con un carico di 8 Ohm - 0,008%. Il livello di rumore, ponderato secondo la caratteristica IEC-A, con una resistenza della sorgente di segnale di 0,13 e 26 kOhm è leggermente diverso: rispettivamente -101, -89, -85 dB. Soppressione dell'ondulazione della tensione di alimentazione (più di +/-17 V) ad una frequenza di 100 Hz - almeno 70 dB. Il primo polo nel circuito di retroazione generale con una resistenza di carico di 4 Ohm ha una frequenza di 20 kHz. Il margine di stabilità del modulo di protezione ambientale complessivo con una resistenza di carico di almeno 2 Ohm è superiore a 12 dB. Le figure 4 e 5 mostrano la dipendenza della distorsione armonica totale (THD), nonché dei coefficienti armonici pari (EVEN) e dispari (ODD) dalla potenza di uscita ad una frequenza di 1 kHz con una resistenza di carico di 4 e 8 Ohm , rispettivamente, in Fig. 6 e 7 - lo stesso, dalla frequenza con una potenza di uscita di 40 W con un carico di 4 Ohm e 20 W con un carico di 8 Ohm.
Le misurazioni della nonlinearità sono state effettuate con una resistenza della sorgente del segnale di 13 kOhm, quindi i risultati della misurazione tengono conto anche della nonlinearità dell'ingresso (in realtà è molto inferiore al totale). La resistenza della sorgente del segnale di 13 e 26 kOhm corrisponde alla posizione centrale del cursore di controllo del volume con una resistenza nominale rispettivamente di 50 e 100 kOhm. Quando la tensione di alimentazione viene accesa e spenta, il processo transitorio nell'UMZCH è insignificante, quindi gli altoparlanti possono essere collegati senza un'unità di ritardo di accensione. Nel progetto dell'autore con un alimentatore non stabilizzato, l'ampiezza di questo processo quando acceso non supera ±40 mV per una durata di circa 20 ms e quando spento - non più di ±60 mV per una durata fino a diversi secondi. La soppressione dell'ondulazione della tensione di alimentazione può essere aumentata sostituendo gli stabilizzatori parametrici con quelli integrali a basso rumore [3] con LM317, LM337 e impostando la tensione di stabilizzazione su 7,5±0,1 V. La corrente di riposo dello stadio di uscita viene scelta in modo che sia piuttosto elevata per ottenere una nonlinearità costantemente bassa e l'assenza di distorsioni di commutazione, nonché per ridurre le cosiddette distorsioni di formato (FI). L'essenza di FI è la non linearità non monotona della caratteristica di trasferimento, cioè in diverse sezioni della caratteristica è descritta da funzioni diverse o la funzione ha parametri diversi. Di conseguenza, il segnale, spostato lungo la caratteristica di trasferimento dalle oscillazioni della componente a bassa frequenza, cambia il suo spettro di armoniche e intermodulazione; quando l'ampiezza del segnale cambia, l'inviluppo armonico non corrisponde all'inviluppo del segnale, che l'orecchio può identificare come cambiamenti nella struttura fine del suono. Misurazioni comparative della stabilità termica dinamica della corrente di riposo dello stadio di uscita, effettuate nell'UMZCH descritto e un amplificatore con una cascata secondo il circuito di Fig. 1, a parità di altre condizioni (modalità e componenti) ha mostrato un miglioramento di tre o quattro volte. Un risultato migliore, come notato sopra, può essere ottenuto utilizzando diodi a corrente più elevata. La stabilità termica dinamica è stata determinata confrontando il valore istantaneo della corrente di riposo prima e dopo un breve effetto di impulso (fino a 1 s) sullo stadio di uscita da parte della corrente di carico. Informazioni sull'abbassamento del limite di larghezza di banda L'amplificatore di potenza può essere utilizzato senza condensatore di accoppiamento in ingresso, ottenendo così un limite di larghezza di banda pari a zero hertz (altra idea di E. Aleshin applicata all'intero percorso audio). In questo caso, per migliorare la stabilità dello zero in uscita, è consigliabile utilizzare il servocontrollo - DC OOS. Un possibile schema di tale dispositivo in un amplificatore è mostrato in Fig. 8; Questa è una variante dell'implementazione della retroazione non lineare in corrente continua [11, 12] con una sezione lineare prossima allo zero della caratteristica di trasferimento. Il primo stadio dell'amplificatore operazionale DA1.1 amplifica la tensione dall'uscita dell'UMZCH e la limita simmetricamente, e per ampiezze di segnale ridotte la cascata è quasi lineare. Il secondo - sull'amplificatore operazionale DA1.2 - è un integratore, dalla cui uscita viene fornita la corrente attraverso i resistori R5, R6 ai punti di somma delle correnti dell'OOS generale dell'amplificatore di potenza. I transistor VT1, VT2 formano una tensione di alimentazione stabilizzata per l'amplificatore operazionale (+/-6,8 V). Se nell'UMZCH sono installati stabilizzatori integrati (vedi sopra), questi transistor possono essere eliminati fornendo alimentazione all'amplificatore operazionale dagli stabilizzatori tramite resistori (10 Ohm, 0,125 W).
Gli amplificatori operazionali possono essere qualsiasi cosa con transistor ad effetto di campo in ingresso, una tensione di alimentazione di +/-6,5 V, che fornisce una corrente di uscita di almeno 3 mA per DA1.1 e 30 mA per DA1.2. Transistor: qualsiasi potenza media, con h21E maggiore di 60. Se si trovano in un contenitore TO-220, non è necessario un dissipatore di calore, ma se sono più piccoli, ciascuno richiede un dissipatore di calore in grado di dissipare efficacemente 0,6 W. Diodi Schottky - tutti quelli a bassa potenza con una tensione diretta minima (meno di 0,4 V a 2 mA), aventi una capacità di giunzione inferiore a 100 pF con una tensione inversa di 1 V. Il condensatore C1 è a film (polietilene tereftalato), il i restanti sono ceramici con dielettrico X7R e tensione nominale di 25 B (o 50). Il resistore trimmer può essere qualsiasi di piccole dimensioni, ma è più affidabile utilizzarne uno multigiro. L'impostazione di un circuito di feedback non lineare tramite CC collegato a un UMZCH stabilito si riduce all'impostazione di zero all'uscita dell'amplificatore quando un segnale di tono viene applicato al suo ingresso - una sinusoide con una frequenza di 1 kHz - con un'ampiezza diversi volt inferiore a la tensione di clamping in uscita. Più precisamente, è necessario impostare la stessa tensione in assenza di segnale (diversi millivolt). Il carico (equivalente) deve essere collegato. La tensione di uscita viene misurata con un millivoltmetro CC collegato all'uscita tramite un filtro passa basso (R = 10 kOhm, C = 1 μF). Il segnale di prova non deve contenere più dell'1% di armoniche pari. Il processo di configurazione può essere accelerato riducendo temporaneamente la capacità del condensatore C1 a 0,1 µF. Secondo le informazioni disponibili, in particolare da [13], tale unità può migliorare la qualità del suono delle registrazioni effettuate su apparecchiature con un limite di larghezza di banda inferiore significativamente superiore a 0,02 Hz. Apparentemente, ciò si verifica a causa del "trimming" degli offset parassiti del segnale relativamente lenti disponibili nella registrazione che si verificano nei circuiti differenziatori (ad esempio, un condensatore interstadio) quando un segnale di impulso li attraversa, che è un'informazione audio (musicale) nel percorso elettronico [12] - vedere sotto. Per fare ciò, la costante di integrazione nella cascata DA1.2 deve essere sufficientemente piccola, ma non così piccola da ridurre sensibilmente il contenuto di basse frequenze nel suono riprodotto a basso volume. Per il diagramma in Fig. 8 ciò corrisponde ad una capacità C1 dell'ordine di 0,1 µF. Coloro che ripetono questo nodo dovrebbero sperimentare modificando la costante di integrazione a diversi livelli di volume. L’idea di “0 Hz”, o più precisamente “quasi 0 Hz”, come limite di frequenza del percorso audio dal microfono agli altoparlanti, implica l’abbandono dei circuiti comunemente utilizzati che differenziano bassa frequenza e infra-bassa -Segnali di frequenza: i condensatori e gli integratori interstadio nel circuito OOS, che sono considerazioni pratiche, hanno valori relativamente piccoli della costante di tempo. Come risultato dell'utilizzo di tali filtri, nel segnale non stazionario (suono, musica) vengono introdotte distorsioni lineari che hanno un impatto negativo sulla percezione soggettiva del suono riprodotto. Nella fig. La Figura 9 mostra come cambia un segnale simmetrico non stazionario quando passa attraverso sei circuiti differenziatori del primo ordine (linea ispessita), aventi una frequenza di taglio di un ordine di grandezza inferiore alla frequenza del primo periodo di oscillazioni del segnale. La parte esponenziale del processo di transizione è mostrata con una linea tratteggiata. La distorsione si verifica a causa dello sfasamento avanzato creato dal filtro nella regione delle basse frequenze, che porta alla “sbavatura” dell'attacco sonoro [14]. Cioè, l'inviluppo delle vibrazioni sonore è distorto, a cui la sensibilità dell'udito aumenta con la diminuzione della frequenza, poiché quando si analizza il segnale nel sistema uditivo nella regione delle basse frequenze, prevalgono i fattori temporali. Lo sfasamento tra le componenti armoniche del suono può modificare anche la sensazione timbrica [15]. In questo caso, l'ampiezza del segnale aumenta, il che aumenta la sua gamma dinamica di diversi decibel e, di conseguenza, riduce la gamma dinamica del percorso dello stesso valore, che è maggiore, maggiore è la frequenza di taglio del filtro passa alto rispetto al segnale frequenza. Al limite, l'aumento di ampiezza è di +6 dB su un segnale ad onda quadra (in realtà è sempre inferiore) Un'altra conseguenza dello sfasamento avanzato influisce indirettamente sulla qualità della riproduzione del suono. Sta nel fatto che lo sfasamento e il cambiamento nell'ampiezza dei componenti a bassa frequenza e a bassa frequenza portano a fluttuazioni nella linea centrale del segnale rispetto allo zero. La linea tratteggiata in Fig. La Figura 9 mostra lo "scorrimento" della linea centrale, che non era nel segnale originale.
Per comprendere la connessione tra questo "scorrimento" e il deterioramento del suono, è necessario tenere conto del fatto che la caratteristica di trasferimento degli stadi di amplificazione, in particolare di un amplificatore di potenza, non solo non è lineare, ma, di regola, ha una non linearità non monotona (cioè si verifica FI). Ciò significa che il segnale, essendo spostato “scorrendo” lungo la caratteristica di trasferimento, presenta uno spettro di armoniche e di intermodulazione variabile, ovvero la nonlinearità rispetto al segnale diventa non stazionaria. Quest'ultima circostanza, secondo le osservazioni dell'autore dell'idea E. Aleshin, peggiora notevolmente la qualità del suono, impedendo all'udito di adattarsi alla non linearità del percorso Un'altra conseguenza negativa dello “slittamento” del segnale si verifica durante la conversione elettroacustica. Quando un segnale "scorrevole" viene riprodotto da una testina emittente, si verifica uno spostamento nello spettro sonoro a causa dell'effetto Doppler. Quando si riproduce un segnale sonoro reale, ciò provoca un'ulteriore modulazione di frequenza (detonazione) del suono, che, come è noto, peggiora anche la qualità soggettiva della riproduzione del suono. letteratura:1. Sukhov N. UMZCH di alta fedeltà. - Radio, 1989, n. 6, pag. 55-57; N. 7, pag. 57-61.
Pubblicazione: radioradar.net
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