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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Misuriamo l'SWR: teoria e pratica. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Antenne. Misure, regolazione, coordinamento Un dispositivo per misurare la qualità dell'adattamento dell'alimentatore con l'antenna (misuratore SWR) è una parte indispensabile di una stazione radioamatoriale. Quante informazioni affidabili sullo stato dell'economia dell'antenna fornisce un dispositivo del genere? La pratica dimostra che non tutti i misuratori SWR prodotti in fabbrica forniscono un'elevata precisione di misurazione. Ciò è ancora più vero quando si tratta di disegni fatti in casa. Nell'articolo portato all'attenzione dei lettori viene considerato un misuratore SWR con trasformatore di corrente. Dispositivi di questo tipo sono ampiamente utilizzati sia dai professionisti che dai radioamatori. L'articolo fornisce la teoria del suo lavoro e analizza i fattori che influenzano l'accuratezza delle misurazioni. Si conclude con una descrizione di due semplici progetti pratici di misuratori SWR, le cui caratteristiche soddisferanno il radioamatore più esigente. Un po 'di teoria Se una linea di collegamento omogenea (alimentatore) con impedenza d'onda Zo collegata al trasmettitore viene caricata con la resistenza Zn≠Zo, in essa si formano sia onde incidenti che riflesse. Il coefficiente di riflessione r (riflessione) è generalmente definito come il rapporto tra l'ampiezza dell'onda riflessa dal carico e l'ampiezza dell'onda incidente. I coefficienti di riflessione della corrente r e della tensione ru sono uguali al rapporto tra le quantità corrispondenti nelle onde riflesse e incidenti. La fase della corrente riflessa (rispetto alla corrente incidente) dipende dal rapporto tra Zн e Zо. Se Zн>Zо, allora la corrente riflessa sarà antifase rispetto a quella incidente, e se Zн Il valore del coefficiente di riflessione r è determinato dalla formula
dove Rn e Xn sono rispettivamente la componente attiva e reattiva della resistenza di carico. Con un carico puramente attivo Xn = 0, la formula è semplificata in r=(Rn-Zo)/(Rn+Zo). Ad esempio, se un cavo con un'impedenza caratteristica di 50 ohm viene caricato con un resistore da 75 ohm, il coefficiente di riflessione sarà r = (75-50)/(75+50) = 0,2. Nella fig. 1a mostra la distribuzione della tensione Ul e della corrente Il lungo la linea per questo caso particolare (le perdite sulla linea non vengono prese in considerazione). Si considera che la scala lungo l'asse y della corrente sia Z volte più grande: in questo caso, entrambi i grafici avranno la stessa dimensione verticale. La linea tratteggiata rappresenta i grafici della tensione Ulo e della corrente Ilo nel caso in cui Rн=Zо. Ad esempio, viene presa una sezione di linea di lunghezza λ. Con la sua lunghezza maggiore, il modello verrà ripetuto ciclicamente ogni 0,5λ. Nei punti della linea dove coincidono le fasi incidente e riflessa la tensione è massima e pari a Ul max -= Ulo(1 + r) = Ulo(1 + 0,2) = 1,2Ulo, ed in quelli dove le fasi sono opposti, è minimo e pari a Ul min = Ulo (1 - 0,2) = = 0,8 Ulo. Per definizione, SWR \u1d Ul max / / Ul min \u2d 0l8Ulo / 1I5Ulo \uXNUMXd XNUMXIXNUMX.
Le formule per calcolare SWR e r possono anche essere scritte come: SWR = (1+r)/(1-r) e r = = (SWR-1)/(SWR+1). Notiamo un punto importante: la somma delle tensioni massima e minima Ul max + Ul min = Ulo (1 + r) + Ulo (1 - r) = 2Uno e la loro differenza Ul max - Ul min = 2Ulo. In base ai valori ottenuti è possibile calcolare la potenza dell'onda incidente Рpad = Ulo2/Zo e la potenza dell'onda riflessa Pref = (rUlo)2/Zo. Nel nostro caso (per SWR = 1,5 e r = 0,2), la potenza dell'onda riflessa sarà solo il 4% della potenza dell'onda incidente. La determinazione dell'SWR misurando la distribuzione della tensione lungo la sezione della linea alla ricerca dei valori di Ul max e Ul min era largamente utilizzata in passato non solo su linee aeree aperte, ma anche su alimentatori coassiali (principalmente su VHF). Per fare ciò, abbiamo utilizzato la sezione di misurazione dell'alimentatore, che presenta una lunga fessura longitudinale, lungo la quale si muoveva un carrello con inserita una sonda: la testa di un voltmetro RF. L'SWR può essere determinato misurando la corrente Il in uno dei fili della linea in un tratto lungo meno di 0,5λ. Dopo aver determinato i valori massimo e minimo, calcola SWR \uXNUMXd Imax / Imin. Per misurare la corrente, viene utilizzato un convertitore corrente-tensione sotto forma di trasformatore di corrente (TT) con un resistore di carico, la cui tensione è proporzionale e in fase rispetto alla corrente misurata. Notiamo un fatto interessante: con determinati parametri del TT, alla sua uscita è possibile ottenere una tensione pari alla tensione sulla linea (tra i conduttori), ad es. Utl = IlZo. Nella fig. 1,b mostra insieme un grafico della variazione di Ul lungo la linea ed un grafico della variazione di Utl. I grafici hanno la stessa ampiezza e forma, ma sono spostati l'uno rispetto all'altro di 0.25X. Dall'analisi di queste curve risulta che è possibile determinare g (o SWR) misurando contemporaneamente i valori di Ul e UTL in qualsiasi punto della linea. Nelle posizioni dei massimi e dei minimi di entrambe le curve (punti 1 e 2), questo è ovvio: il rapporto di questi valori Ul / Utl (o Utl / Ul) è uguale a SWR, la somma è 2Ulo, e il la differenza è 2rUlo. Nei punti intermedi Ul e Utl sono sfasati e devono essere già aggiunti come vettori, tuttavia le relazioni di cui sopra vengono preservate, poiché l'onda di tensione riflessa è sempre inversa in fase rispetto all'onda di corrente riflessa e rUlo = rUtlo. Pertanto, un dispositivo contenente un voltmetro, un convertitore corrente-tensione calibrato e un circuito di addizione-sottrazione consentirà di determinare parametri di linea come r o SWR, nonché Ppad e Rotr quando è acceso in qualsiasi punto della rete. linea. Le prime notizie su dispositivi di questo tipo risalgono al 1943 e sono riprodotte in [1]. I primi dispositivi pratici conosciuti dall'autore sono stati descritti in [2, 3]. La variante del circuito presa come base è mostrata in Fig. 2. Il dispositivo conteneva:
L'avvolgimento secondario del trasformatore T1 è collegato in modo tale che quando il trasmettitore è collegato al connettore sinistro secondo il circuito e il carico è collegato a quello destro, la tensione totale Uc + UT viene fornita al diodo VD1 e la differenza di tensione viene applicata al diodo VD2. Quando un carico resistivo di riferimento con una resistenza pari all'impedenza dell'onda della linea è collegato all'uscita del misuratore SWR, non c'è onda riflessa e, quindi, la tensione RF su VD2 può essere zero. Ciò si ottiene nel processo di bilanciamento del dispositivo equalizzando le tensioni UT e Uc utilizzando un condensatore di sintonizzazione C1. Come mostrato sopra, dopo tale impostazione, l'entità della differenza di tensione (a Zн≠Zо) sarà proporzionale al coefficiente di riflessione r. Le misurazioni con un carico reale vengono eseguite come segue. Innanzitutto, nella posizione dell'interruttore SA1 mostrata nel diagramma ("Onda incidente"), il resistore variabile di calibrazione R3 imposta l'ago dello strumento sull'ultima divisione della scala (ad esempio, 100 μA). Quindi l'interruttore SA1 viene spostato nella posizione inferiore secondo lo schema ("Onda riflessa") e viene contato il valore di r. Nel caso con RH = 75 Ohm, il dispositivo dovrebbe mostrare 20 μA, che corrisponde a r = 0,2 . Il valore SWR è determinato dalla formula sopra: SWR \u1d (0,2 +1) / / (0,2-1,5) \u100d 20 o SWR \u100d (20 + 1,5) / / (XNUMX-XNUMX) \uXNUMXd XNUMX. In questo esempio si presuppone che il rilevatore sia lineare: è infatti necessario introdurre una correzione che tenga conto della sua non linearità. Se opportunamente calibrato, lo strumento può essere utilizzato per misurare potenze incidenti e riflesse. La precisione del misuratore SWR come dispositivo di misurazione dipende da una serie di fattori, principalmente dalla precisione del bilanciamento del dispositivo nella posizione SA1 "Onda riflessa" a Rн = Zo. Il bilanciamento ideale corrisponde alle tensioni Uс e Uт, uguali in grandezza e strettamente opposte in fase, cioè la loro differenza (somma algebrica) è uguale a zero. In un vero design c'è sempre un equilibrio sbilanciato Ures. Diamo un'occhiata ad un esempio di come ciò influisce sul risultato finale della misurazione. Supponiamo che durante il bilanciamento si ottengano le tensioni Uc = 0,5 V e Ut = 0,45 V (cioè lo squilibrio è di 0,05 V, il che è abbastanza reale). Con un carico di Rn = 75 Ohm in una linea da 50 ohm, abbiamo effettivamente SWR = 75/50 = 1,5 e r = 0,2, e il valore dell'onda riflessa, ricalcolato ai livelli interni al dispositivo, sarà rUc = 0,2x0,5 = 0,1 V e rUt = 0,2x0,45 = 0,09 V. Torniamo ancora alla Fig. 1b, le cui curve sono riportate per SWR = 1,5 (le curve Ul e Utl per la linea corrisponderanno nel nostro caso a Uc e Ut). Al punto 1 Uс max = 0,5 + 0,1 = 0,6 V, Ut min = 0,45 - 0,09 = 0,36 V e SWR = 0,6 / 0,36 = 1,67. Nel punto 2UTmax = 0,45 + 0,09 = 0,54 V, Ucmin = 0,5 - 0,1 = 0.4 e SWR = 0,54 / 0,4 = 1,35. Da questo semplice calcolo si può vedere che, a seconda del luogo in cui tale misuratore SWR è collegato a una linea con un SWR reale = 1,5, o quando cambia la lunghezza della linea tra il dispositivo e il carico, diversi valori SWR può essere letto - da 1,35 a 1,67! Cosa può portare a un bilanciamento impreciso? 1. La presenza di una tensione di interruzione del diodo al germanio (nel nostro caso VD2), alla quale cessa di condurre, è di circa 0,05 V. Pertanto, con UOCT < 0,05 V, il dispositivo PA1 mostrerà "zero" e un si possono commettere errori di bilanciamento. L'imprecisione relativa diminuirà notevolmente se le tensioni Uc e, di conseguenza, UT vengono aumentate più volte. Ad esempio, con Uc = 2 V e UT = 1,95 V (Ures = 0,05 V), i limiti SWR per l'esempio sopra saranno solo compresi tra 1,46 e 1,54. 2. Presenza di dipendenza dalla frequenza delle tensioni Uc o UT. In questo caso non è possibile ottenere un bilanciamento preciso nell'intero intervallo di frequenze operative. Diamo un'occhiata ad un esempio di uno dei possibili motivi. Supponiamo che il dispositivo utilizzi un condensatore divisore C2 con una capacità di 150 pF con conduttori di 0,5 mm di diametro e 10 mm di lunghezza ciascuno. L'induttanza misurata di un filo di questo diametro, lungo 20 mm, è risultata essere L = 0,03 μH. Alla frequenza operativa superiore f = 30 MHz, la resistenza del condensatore sarà Xc = 1 / 2πfС = -j35,4 Ohm, la reattanza totale dei terminali XL = 22πfL = j5,7 Ohm. Di conseguenza, la resistenza del braccio inferiore del divisore diminuirà a -j35,4 + j5f7 = -j29,7 Ohm (corrisponde a un condensatore da 177 pF). Allo stesso tempo, a frequenze da 7 MHz e inferiori, l'influenza dei cavi è trascurabile. Da qui la conclusione: nel braccio inferiore del divisore è necessario utilizzare condensatori non induttivi con conduttori minimi (ad esempio riferimento o passante) e collegare più condensatori in parallelo. Le conclusioni del condensatore "superiore" C1 praticamente non influenzano la situazione, poiché Xc del condensatore superiore è diverse decine di volte maggiore di quello di quello inferiore. È possibile ottenere un bilanciamento uniforme su tutta la banda di frequenza operativa utilizzando una soluzione originale, di cui si parlerà nella descrizione delle progettazioni pratiche. 3. L'influenza della reattività parassita porta alle tensioni sfasate Uc e UT (con ZH = Zo!). Uno sfasamento di diversi gradi influisce leggermente sulla loro somma, ma peggiora notevolmente l'equilibrio. Ad esempio, se lo sfasamento è solo α = 3° e Uc = UT = 2 V, il saldo sbilanciato sarà Ures - Ucsinα = 2x0,052 = 0,104 V. Consideriamo le possibili ragioni di questo effetto. 3.1. Influenza della reattività delle uscite dell'avvolgimento secondario. Con una lunghezza del cavo di soli 10 mm al limite superiore della gamma KB, la loro resistenza XL = j5,7 Ohm (vedi esempio precedente) e la fase della corrente nel circuito secondario T1 verranno spostati di un angolo α = in relazione alla corrente nella linea (e alla tensione Uc) arctan(XL/R1). Qui R1 è la resistenza di carico del trasformatore, che solitamente varia da 10 a 100 ohm. Per valori estremi, otteniamo α = arctan(5,7/10) = 30° (!) e α = arctan(5,7/100) - 3°. Infatti l'induttanza parassita nel circuito secondario può essere ancora maggiore a causa della presenza dell'induttanza di dispersione T1 e dell'induttanza di piombo R1. Si noti che nonostante l'impedenza del circuito secondario aumenti alle frequenze più alte, la tensione UT prelevata direttamente da R1 rimane invariata (vedi sotto per le proprietà del trasformatore di corrente). 3.2. La resistenza induttiva dell'avvolgimento secondario T1 alle frequenze più basse dell'intervallo operativo (~ 1,8 MHz) può deviare in modo significativo R1, il che porterà ad una diminuzione di UT e al suo sfasamento. 3.3. La resistenza R2 fa parte del circuito del rilevatore. Poiché, secondo lo schema, devia C2, a frequenze più basse il fattore di divisione può ricevere dipendenze dalla frequenza e dalla fase. 3.4. Nello schema di Fig. 2 rilevatori su VD1 o VD2 nello stato aperto deviano il braccio inferiore del partitore capacitivo su C2 con la loro resistenza di ingresso RBX, cioè RBX agisce allo stesso modo di R2. L'influenza di RBX è insignificante a (R3 + R2) superiore a 40 kOhm, il che richiede l'uso di un indicatore sensibile RA1 con una corrente di deviazione totale non superiore a 100 μA e una tensione RF su VD1 di almeno 4 V.
3.5. I connettori di ingresso e uscita del misuratore SWR sono generalmente distanziati di 30...100 mm. Alla frequenza di 30 MHz la differenza di fase della tensione ai connettori sarà α= [(0,03... 0,1)/10]360°- 1... 3,5°. Come questo possa influenzare le prestazioni è mostrato in Fig. 3a e fig. 3b. La differenza tra i circuiti in queste figure è solo che il condensatore C1 è collegato a connettori diversi (T1 in entrambi i casi si trova al centro del conduttore tra i connettori).
Nel primo caso, il residuo non compensato può essere ridotto se la fase UOCT viene corretta utilizzando un piccolo condensatore Sk collegato in parallelo e nel secondo caso collegando una piccola induttanza Lk sotto forma di un anello di filo in serie con R1. Questo metodo viene spesso utilizzato sia nei misuratori SWR fatti in casa che in quelli "proprietari", ma ciò non dovrebbe essere fatto. Per verificarlo è sufficiente ruotare il dispositivo in modo che il connettore di ingresso diventi l'uscita. Allo stesso tempo, il risarcimento che ha aiutato prima della svolta diventerà dannoso: l'Uoct aumenterà in modo significativo. Quando si lavora su una linea reale con un carico inconsistente, a seconda della lunghezza della linea, il dispositivo può arrivare in un punto della linea dove la correzione introdotta “migliorerà” il reale SWR o, al contrario, lo “peggiorerà”. In ogni caso, sarà errato. La raccomandazione è di posizionare i connettori il più vicino possibile l'uno all'altro e di utilizzare il disegno del circuito originale riportato di seguito. Per illustrare quanto fortemente le ragioni discusse sopra possano influenzare l’affidabilità delle letture del misuratore SWR, in Fig. La Figura 4 mostra i risultati del controllo di due dispositivi fabbricati in fabbrica [4]. La verifica consisteva nel fatto che all'estremità della linea veniva installato un carico impareggiabile con ROS calcolato = 2,25, costituito da più segmenti di cavo collegati in serie con Z® = 50 Ohm, ciascuno di lunghezza λ/8.
Durante le misurazioni, la lunghezza totale della linea variava da λ/8 a 5/8λ. Sono stati testati due dispositivi: l'economico BRAND X (curva 2) e uno dei migliori modelli: BIRD 43 (curva 3). La curva 1 mostra il vero SWR. Come si suol dire, i commenti sono superflui. Nella fig. La Figura 5 mostra un grafico della dipendenza dell'errore di misurazione dall'entità della direttività D (direttività) del misuratore SWR [4]. Grafici simili per KBV = 1/SWR sono riportati in [5]. Per quanto riguarda il disegno di Fig. 2, questo coefficiente è uguale al rapporto delle tensioni RF sui diodi VD1 e VD2 quando collegati all'uscita del misuratore SWR del carico Rn = Zo D = 20lg (2Uo / Ures). Pertanto, migliore è stato il bilanciamento del circuito (più piccolo è l'Ures), maggiore è il D. È inoltre possibile utilizzare le letture dell'indicatore PA1 - D = 20 x x lg (Ifall / Iotp). tuttavia, questo valore D sarà meno preciso a causa della non linearità dei diodi.
Sul grafico, i valori SWR reali sono tracciati lungo l'asse orizzontale e quelli misurati, tenendo conto dell'errore, a seconda del valore D del misuratore SWR, sono tracciati sull'asse verticale. La linea tratteggiata mostra un esempio: SWR reale \u2d 20, un dispositivo con D \u1,5d 2,5 dB fornirà letture di 40 o 1,9 e con D \u2,1d XNUMX dB - XNUMX o XNUMX, rispettivamente. Come risulta dai dati di letteratura [2, 3], il misuratore SWR secondo lo schema di Fig. 2 ha Re - 20 dB. Ciò significa che senza una correzione significativa non può essere utilizzato per misurazioni accurate. Il secondo motivo più importante per letture SWR errate è legato alla non linearità della caratteristica corrente-tensione dei diodi rivelatori. Ciò porta ad una dipendenza delle letture dal livello di potenza erogata, soprattutto nella parte iniziale della scala dell'indicatore PA1. Nei misuratori SWR di marca, sull'indicatore vengono spesso realizzate due scale: per livelli di potenza bassi e alti. Il trasformatore di corrente T1 è una parte importante del misuratore SWR. Le sue caratteristiche principali sono le stesse di un trasformatore di tensione più familiare: il numero di spire dell'avvolgimento primario n1 e secondario n2, il rapporto di trasformazione k \u2d n1 / n2, la corrente dell'avvolgimento secondario I1 \u1d l2 / k. La differenza è che la corrente attraverso l'avvolgimento primario è determinata dal circuito esterno (nel nostro caso, questa è la corrente nell'alimentatore) e non dipende dalla resistenza di carico dell'avvolgimento secondario R1, quindi anche la corrente l50 non lo fa dipendono dal valore di resistenza del resistore R100. Ad esempio, se attraverso l'alimentatore viene trasmessa una potenza P = 1 W Zo = XNUMX Ohm, la corrente IXNUMX = √P/zo\u1,41d 20 A e a k \u2d 1, la corrente dell'avvolgimento secondario sarà l0,07 \u1d I2 / k - 2 A. La tensione ai terminali dell'avvolgimento secondario sarà determinata dal valore di R1: 1UT \u68d l2 x R4,8 e su R2 \u2d 1 Ohm sarà 0,34UT \u1d 1 V. La potenza dissipata sul resistore P \uXNUMXd ( XNUMXUT) XNUMX / RXNUMX \uXNUMXd XNUMX W. Prestiamo attenzione alla particolarità del trasformatore di corrente: minore è il numero di giri nell'avvolgimento secondario, maggiore è la tensione ai suoi terminali (per lo stesso RXNUMX). La modalità più difficile per un trasformatore di corrente è la modalità inattiva (RXNUMX = ∞), mentre la tensione alla sua uscita aumenta bruscamente, il circuito magnetico è saturo e riscaldato così tanto che può collassare. Nella maggior parte dei casi, viene utilizzata una spira nell'avvolgimento primario. Questa bobina può avere diverse forme, come mostrato in Fig. 6a e fig. 6, b (sono equivalenti), ma l'avvolgimento secondo fig. 6, in - sono già due turni.
Una questione a parte è l'uso di uno schermo collegato al corpo sotto forma di tubo tra il filo centrale e l'avvolgimento secondario. Da un lato lo schermo elimina l'accoppiamento capacitivo tra gli avvolgimenti, il che migliora alquanto l'equilibrio del segnale differenza; d'altra parte, sullo schermo compaiono correnti parassite, che influenzano anche il bilanciamento. La pratica ha dimostrato che con e senza schermo è possibile ottenere più o meno gli stessi risultati. Se lo schermo viene ancora utilizzato, la sua lunghezza deve essere minima, approssimativamente uguale alla larghezza del circuito magnetico applicato, e collegata al corpo con un conduttore largo e corto. La "messa a terra" dello schermo deve essere effettuata sulla linea mediana, equidistante da entrambi i connettori. Per lo schermo è possibile utilizzare un tubo di ottone del diametro di 4 mm proveniente da antenne telescopiche. Per misuratori SWR con potenza passante fino a 1 kW sono adatti circuiti magnetici ad anello di ferrite con dimensioni K12x6x4 e anche K10x6x3. La pratica ha dimostrato che il numero ottimale di giri è n2 = 20. Con un'induttanza dell'avvolgimento secondario di 40 ... 60 μH, si ottiene la massima uniformità di frequenza (il valore consentito è fino a 200 μH). È possibile utilizzare circuiti magnetici con permeabilità compresa tra 200 e 1000, mentre è preferibile scegliere una dimensione che fornisca l'induttanza dell'avvolgimento ottimale. È possibile utilizzare circuiti magnetici con permeabilità inferiore, se si applicano taglie maggiori, aumentare il numero di spire e/o ridurre la resistenza R1. Se non si conosce la permeabilità dei circuiti magnetici esistenti, è possibile determinarla con un misuratore di induttanza. Per fare ciò, avvolgere dieci spire su un circuito magnetico sconosciuto (ogni intersezione del foro interno del nucleo con un filo è considerata una spira), misurare l'induttanza della bobina L (μH) e sostituire questo valore nella formula μ = 2,5 LDavg/S , dove Dav è il diametro medio del circuito magnetico in cm ; S - sezione del nucleo in cm2 (esempio - per K10x6x3 Dcp = 0,8 cm e S = 0,2x0,3 = 0,06 cm2). Noto il μ del circuito magnetico si può calcolare l'induttanza dell'avvolgimento di n spire: L = μn2S/250Dcp. L'applicabilità dei circuiti magnetici ad un livello di potenza di 1 kW o più può essere verificata anche a 100 W nell'alimentatore. Per fare ciò, installare temporaneamente un resistore R1, 4 volte più grande, rispettivamente, anche la tensione Ut aumenterà di 4 volte e ciò equivale ad un aumento della potenza trasmessa di 16 volte. Il riscaldamento del circuito magnetico può essere controllato al tatto (anche la potenza sul resistore temporaneo R1 aumenterà di 4 volte). In condizioni reali, la potenza sul resistore R1 aumenta proporzionalmente alla crescita della potenza nell'alimentatore. Contatori ROS UT1MA I due modelli del misuratore SWR UT1MA, di cui parleremo di seguito, hanno quasi lo stesso circuito, ma design diversi. Nella prima versione (KMA - 01), il sensore ad alta frequenza e la parte indicatore sono separati. Il sensore è dotato di connettori coassiali di ingresso e di uscita e può essere installato ovunque nel percorso dell'alimentatore. Si collega all'indicatore con un cavo a tre fili di qualsiasi lunghezza. Nella seconda variante (KMA - 02) entrambi i nodi si trovano in un unico alloggiamento. Lo schema del misuratore SWR è mostrato in fig. 7 e differisce dal circuito base di Fig. 2 dalla presenza di tre circuiti di correzione.
Consideriamo queste differenze.
Inoltre il bilanciamento viene effettuato da un condensatore trimmer inserito nel braccio inferiore del divisore. Ciò semplifica l'installazione e consente l'uso di un condensatore trimmer di piccole dimensioni a bassa potenza. Il progetto prevede la possibilità di misurare la potenza delle onde incidenti e riflesse. Per fare ciò, inserire SA2 nel circuito indicatore invece di un resistore di calibrazione variabile R4, viene introdotto un resistore di sintonizzazione R5, che imposta il limite desiderato della potenza misurata. L'uso della correzione ottimale e la progettazione razionale del dispositivo hanno permesso di ottenere un fattore di direttività D nell'intervallo 35 ... 45 dB nella banda di frequenza di 1,8 ... 30 MHz. In SWR - metri, vengono utilizzati i seguenti dettagli. L'avvolgimento secondario del trasformatore T1 contiene 2 x 10 spire (avvolgimento in 2 fili) con un filo da 0,35 PEV, posizionato uniformemente su un anello di ferrite K12 x 6 x 4 con una permeabilità di circa 400 (induttanza misurata ~ 90 μH). Resistore R1 - 68 ohm MLT, preferibilmente senza scanalatura elicoidale sul corpo del resistore. Con potenza passante inferiore a 250 W è sufficiente installare un resistore con potenza dissipativa di 1 W, con potenza di 500 W - 2 W. Con una potenza di 1 kW, il resistore R1 può essere formato da due resistori collegati in parallelo con una resistenza di 130 ohm e una potenza di 2 W ciascuno. Tuttavia, se il COP-V-meter è progettato per un livello di potenza elevato, ha senso raddoppiare il numero di spire dell'avvolgimento secondario T1 (fino a 2 x 20 spire). Ciò ridurrà di 4 volte la dissipazione di potenza richiesta del resistore R1 (in questo caso, il condensatore C2 dovrebbe avere una capacità doppia). La capacità di ciascuno dei condensatori C G e C1 "può essere compresa tra 2,4 ... 3 pF (KT, KTK, KD per una tensione operativa di 500 V a P ≥ 1 kW e 200 ... 250 V a potenza inferiore). Condensatori C2 - per qualsiasi tensione (KTK o altro non induttivo, uno o 2 - 3 in parallelo), condensatore C3 - trimmer di piccole dimensioni con limiti di variazione della capacità di 3 ... 20 pF (KPK - M, KT - 4) La capacità richiesta del condensatore C2 dipende dal valore totale della capacità del braccio superiore del divisore capacitivo, che comprende, oltre ai condensatori C' + C1 ", anche la capacità C0 ~ 1 pF tra l'avvolgimento secondario di il trasformatore T1 e il conduttore centrale. La capacità totale del braccio inferiore - C2 più C3 su R1 = 68 ohm dovrebbe essere circa 30 volte la capacità di quello superiore. Diodi VD1 e VD2 - D311, condensatori C4, C5 e C6 - con una capacità di 0,0033 ... 0,01 μF (KM o altra alta frequenza), indicatore RA1 - M2003 con una corrente di deviazione totale di 100 μA, resistore variabile R4 - 150 kOhm SP - 4 - 2 m, resistenza trimmer R4 - 150 kOhm. Il resistore R3 ha una resistenza di 10 kOhm: protegge l'indicatore da possibili sovraccarichi. Il valore dell'induttanza correttiva L1 può essere determinato come segue. Quando si bilancia il dispositivo (senza L1), è necessario annotare le posizioni del rotore del condensatore trimmer C3 alle frequenze di 14 e 29 MHz, quindi dissaldarlo e misurare la capacità in entrambe le posizioni contrassegnate. Supponiamo che per la frequenza superiore la capacità sia inferiore di 5 pF e che la capacità totale del braccio inferiore del divisore sia di circa 130 pF, ovvero la differenza è 5/130 o circa il 4%. Pertanto, per l'equalizzazione della frequenza, alla frequenza di 29 MHz, è necessario ridurre anche la resistenza della parte superiore del braccio di circa il 4%. Ad esempio, con C1 + C0 = 5 pF capacità Xc = 1/2πfС - j1100 Ohm, rispettivamente, Xc - j44 Ohm e L1 = XL1 / 2πf = = 0,24 μH. Nei dispositivi dell'autore, la bobina L1 aveva 8 ... 9 giri con un filo PELSHO 0,29. Il diametro interno della bobina è di 5 mm, l'avvolgimento è denso, seguito dall'impregnazione con colla BF-2. Il numero finale di giri viene specificato dopo l'installazione. Inizialmente, il bilanciamento viene eseguito ad una frequenza di 14 MHz, quindi la frequenza viene impostata su 29 MHz e viene selezionato il numero di spire della bobina L1, a cui il circuito viene bilanciato su entrambe le frequenze nella stessa posizione del trimmer C3. Dopo aver ottenuto un buon bilanciamento alle frequenze medie e alte, viene impostata una frequenza di 1,8 MHz, un resistore variabile con una resistenza di 2 ... 15 kOhm viene temporaneamente saldato al posto del resistore R20 e si trova un valore al quale UOCT è minimo . Il valore di resistenza del resistore R2 dipende dall'induttanza dell'avvolgimento secondario T1 ed è compreso tra 5 ... 20 kOhm per la sua induttanza di 40 ... 200 μH (valori di resistenza più elevati per maggiore induttanza). In condizioni radioamatoriali, molto spesso nell'indicatore del misuratore SWR viene utilizzato un microamperometro con scala lineare e la lettura viene eseguita secondo la formula SWR \u7d (Ipad + Iotr) / (Ipad -Iotr), dove I in microampere è la lettura dell'indicatore rispettivamente nelle modalità "cadente" e "riflessiva". Ciò non tiene conto dell'errore dovuto alla non linearità del tratto iniziale del CVC dei diodi. Un test utilizzando carichi di varie dimensioni a una frequenza di 100 MHz ha mostrato che con una potenza di circa 1 W, le letture dell'indicatore erano in media una divisione (25 μA) in meno rispetto ai valori reali, a 2,5 W - meno di 3 .. 10 μA e a 4 W - di 100 μA. Da qui una semplice raccomandazione: per la versione da 10 watt, spostare in anticipo la posizione iniziale (zero) della freccia dello strumento di una divisione verso l'alto e quando si utilizzano 4 W (ad esempio quando si sintonizza un'antenna), aggiungere altri 100 μA alla lettura sulla scala in posizione “riflessa”. Un esempio sono le letture incidente/riflesso, rispettivamente, 16/100 µA, e l'SWR corretto sarebbe (20 + 100) / (20 - 1,5) = 500. Con una potenza significativa - XNUMX W o più - questa correzione non è necessaria. Va notato che tutti i tipi di misuratori SWR amatoriali (su un trasformatore di corrente, un ponte, su accoppiatori direzionali) forniscono valori per il coefficiente di riflessione r, e quindi è necessario calcolare il valore SWR. Nel frattempo, è r l'indicatore principale del grado di accordo e SWR è un indicatore derivato. Ciò può essere confermato dal fatto che nelle telecomunicazioni il grado di concordanza è caratterizzato dall'attenuazione dell'incoerenza (la stessa r, solo in decibel). I dispositivi di marca costosi forniscono anche un conto alla rovescia r chiamato return loss (perdita di ritorno). Questa osservazione è fatta per sottolineare il fatto seguente. In condizioni amatoriali, è abbastanza difficile creare una scala indicatrice dei valori SWR, ma r può essere letto direttamente su una scala lineare. Cosa succede se i diodi al silicio vengono utilizzati come rilevatori? Se un diodo al germanio a temperatura ambiente ha una tensione di interruzione alla quale la corrente attraverso il diodo è solo 0,2 ... 0,3 μA, è circa 0,045 V, quindi il diodo al silicio ha già 0,3 V. diodi al silicio, è necessario aumentare la i livelli di tensione Uc e UT (!) di oltre 6 volte. Nell'esperimento, sostituendo i diodi D311 con KD522 a P = 100 W, carico Zn = 75 Ohm e gli stessi Uc e UT, sono stati ottenuti i seguenti valori: prima della sostituzione - 100/19 e SWR = 1,48, dopo la sostituzione - 100/ 12 e SWR calcolato = 1,27. L'uso di un circuito di raddoppio sui diodi KD522 ha dato un risultato ancora peggiore: 100/11 e un SWR calcolato = 1,25. L'alloggiamento del sensore nella versione separata può essere realizzato in rame, alluminio o saldato da piastre di fibra di vetro laminata su entrambi i lati con uno spessore di 1,5...2 mm. Uno schizzo di un tale progetto è mostrato in Fig. 8, a.
La custodia è composta da due scomparti, in uno opposto all'altro sono presenti i connettori HF (CP - 50 o SO - 239 con flange da 25x25 mm), un ponticello costituito da un filo di diametro 1,4 mm in polietilene isolante dal diametro di 4,8 mm (dal cavo PK50 - 4), trasformatore di corrente T1, condensatori del divisore capacitivo e bobina di compensazione L1, nell'altro - resistori R1, R2, diodi, condensatori di sintonizzazione e blocco e un connettore a bassa frequenza di piccole dimensioni. Conclusioni T1 della lunghezza minima. Il punto di connessione dei condensatori C1 'e C1 "con la bobina L1" è sospeso in aria, mentre il punto di connessione dei condensatori C4 e C5 dell'uscita centrale del connettore XZ è collegato alla custodia del dispositivo. Le partizioni 2, 3 e 5 hanno le stesse dimensioni. Non ci sono fori nella partizione 2, e nella partizione 5 è realizzato un foro per uno specifico connettore a bassa frequenza attraverso il quale verrà collegata l'unità indicatore. Nel ponticello centrale 3 (Fig. 8, b), la lamina viene selezionata attorno a tre fori su entrambi i lati e tre conduttori passanti sono installati nei fori (ad esempio viti in ottone M2 e M1). Gli schizzi delle pareti laterali 4 e 8 sono mostrati in fig. XNUMX, c. Le linee tratteggiate mostrano le giunzioni prima della saldatura, che viene effettuata su entrambi i lati per una maggiore resistenza e contatto elettrico. Anche il design del blocco indicatore senza caratteristiche non viene considerato qui. Il sensore RF della seconda versione del misuratore SWR è montato su una parete posteriore rimovibile (rame, alluminio, ottone) della custodia metallica del misuratore SWR (Fig. 9).
A differenza della prima opzione, tutte le parti (ad eccezione di T1 e connettori XW1 e XW2) sono montate su un circuito stampato (Fig. 10), lì è saldato un connettore a bassa frequenza del tipo di televisore interconnesso.
I condensatori C1 'e C1 "sono saldati al cuscinetto di contatto sul circuito stampato da un lato e ai connettori RF dalle altre estremità. Gli elementi C2, C3 e L1 si trovano sul lato della lamina. Il resistore limitatore R3 viene trasferito sulla scheda (R3 'e R3" sono mostrati nella linea tratteggiata dello schema). I diodi VD1 e VD2 sono installati verticalmente. La scheda è fissata al pannello tra i connettori RF mediante piccoli angoli di rame saldati di spessore 0,5...1 mm (il punto di saldatura è mostrato in Fig. 10 con una linea tratteggiata). È auspicabile coprire il sensore con uno schermo. Il design dell'indicatore è privo di funzionalità. Per impostare e testare il misuratore SWR è necessario un resistore di carico esemplare da 50 Ohm (equivalente ad un'antenna) con una potenza di 50 ... 100 W. Uno dei possibili progetti per radioamatori è mostrato in Fig. 11. Utilizza un comune resistore TVO con una resistenza di 51 ohm e una potenza di dissipazione di 60 W (rettangolo con dimensioni di 45 x 25 x 180 mm).
All'interno del corpo ceramico del resistore è presente un lungo canale cilindrico riempito con una sostanza resistiva. Il resistore deve essere premuto saldamente contro il fondo dell'involucro di alluminio. Ciò migliora la dissipazione del calore e crea una capacità distribuita che migliora l'ampia larghezza di banda. Con l'aiuto di resistori aggiuntivi con una potenza di dissipazione di 2 W, la resistenza del carico in ingresso viene impostata tra 49,9 ... 50,1 Ohm. Con un piccolo condensatore di correzione in ingresso (~ 10 pF), è possibile ottenere un carico con un SWR di almeno 1,05 nella banda di frequenza fino a 30 MHz basato su questo resistore. Carichi eccellenti si ottengono da speciali resistori di piccole dimensioni di tipo P1 - 3 con un valore nominale di 49,9 ohm, che possono sopportare una potenza significativa quando si utilizza un radiatore esterno. Sono stati effettuati test comparativi di misuratori SWR di diverse aziende e dispositivi descritti in questo articolo. Il test consisteva nel fatto che un carico impareggiabile di 100 ohm (equivalente a un'antenna da 50 W prodotta in fabbrica) è stato collegato tramite un misuratore SWR da 75 ohm testato a un trasmettitore con una potenza di uscita di circa 100 W e sono state effettuate due misurazioni . Uno - se collegato con un cavo PK50 corto lungo 10 cm, l'altro - tramite un cavo PK50 lungo ~ 0,25λ. Minore è la diffusione delle letture, più affidabile è il dispositivo. Ad una frequenza di 29 MHz sono stati ottenuti i seguenti valori di SWR:
Con un carico di 50 ohm, per qualsiasi lunghezza di cavo, tutti i dispositivi "all'unanimità" hanno mostrato SWR < 1,1. Il motivo della grande diffusione nelle letture dell'RSM-600 è stato scoperto durante il suo studio. In questo dispositivo, come sensore di tensione non viene utilizzato un partitore capacitivo, ma un trasformatore di tensione step-down con un rapporto di trasformazione fisso. Questo elimina i "problemi" del partitore capacitivo, ma riduce l'affidabilità del dispositivo quando si misurano potenze elevate (la potenza massima dell'RSM - 600 è di soli 200/400 W). Nel suo circuito non è presente alcun elemento di sintonizzazione, quindi il resistore di carico del trasformatore di corrente deve essere di elevata precisione (almeno 50 ± 0,5 Ohm), ma in realtà è stato utilizzato un resistore con una resistenza di 47,4 Ohm. Dopo averlo sostituito con un resistore da 49,9 ohm, i risultati della misurazione sono migliorati notevolmente: 1,48 / 1,58. Forse lo stesso motivo è associato ad un'ampia diffusione nelle letture degli strumenti SX - 100 e KW - 220. La misurazione con un carico senza pari con un cavo opzionale a quarto d'onda da 50 ohm è un modo affidabile per verificare la qualità di un misuratore SWR. Notiamo tre punti:
Letteratura
Autore: E. Gutkin (UT1MA), Lugansk, Ucraina
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Commenti sull'articolo: Yuriy, jura-2537@ukr.net Buon pomeriggio. Dimmi, per favore, come misurare l'SWR di una linea con una lunghezza pari a 1/4 della lunghezza d'onda e determinare la frequenza di risonanza? Saluti, Yuri.
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