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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Amplificatore in classe EA (Super A, non switching). Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a transistor (Cinque opzioni) Viene fornita una descrizione dettagliata per studiare il principio di funzionamento e fabbricazione. Questo amplificatore di potenza audio è stato progettato nelle seguenti condizioni:
Come funziona Inizialmente, questo UMZCH (Fig. 1) è stato sviluppato come prototipo per lo studio delle distorsioni non lineari negli amplificatori. Gli stadi di ingresso non dovrebbero avere alcuna distorsione a “passo”. A questo scopo le cascate più adatte sono quelle collegate in parallelo tra gli alimentatori + e - (VT1, VT2), per cui hanno ricevuto il nome di “parallelo”. L'emettitore VT1(VT2) è stato collegato a un potenziale inferiore alla tensione di ingresso negativa per poter regolare la coppia e la natura di chiusura di VT5(VT6) (modalità A, EA, AB, B). Quindi è nata l'idea di fornire tensione di retroazione (FV) agli emettitori VT1, VT2 attraverso R5 (R6) nelle cascate parallele già formate (sono anche composite), che abbassa il potenziale dell'emettitore VT1 (VT2), impedendo il brusco chiusura e apertura di VT5 (VT6 ), e quindi generare correnti di quiescenza in modalità EA. I risultati della ricerca sono riassunti in un oscillogramma delle correnti di uscita (Fig. 2), dove (1) è la corrente nel carico, +I è la corrente VT5, -I è la corrente VT6. Le modalità sono state impostate deliberatamente per determinare la soglia per la comparsa della distorsione. Punto 2 - Distorsione di tipo "passo" in modalità B, quando VT5 si è chiuso bruscamente e VT6 non si è ancora aperto. Al punto 2 sono possibili burst di segnale con una frequenza diversa presente nel segnale o quando due frequenze vengono applicate contemporaneamente all'ingresso dell'amplificatore. Un tale PA ha un grande coefficiente armonico, l'HF in esso suonerà aspro, con suoni sibilanti e l'onda sinusoidale avrà una maggiore pendenza di salita e discesa. Il transistor, che si apre lentamente a piccoli segnali, si apre poi bruscamente, distorcendo il segnale. La traiettoria corretta è la linea 3. Si può vedere che rispetto alla linea 3 (mezzo ciclo) si è formata una sinusoide (periodo), che significa sovratoni con il doppio della frequenza (suono rimbombante). Con il miglioramento della modalità B, l'area 2 si trasforma in un punto luminoso e poi scompare. Inoltre, studiando le distorsioni non lineari, è apparso chiaro che le distorsioni della forma d'onda e un aumento del coefficiente armonico (punto 4) si verificano anche in modalità A con correnti di riposo elevate, se il braccio opposto si chiude in modo sproporzionato rispetto al segnale (troppo bruscamente), accelerando così l'attuale aumento del carico. Il suono di una tale mente sarà sonoro, con un'eco metallica, come quando si colpisce una palla di gomma. Per questo motivo, alcuni amplificatori con parametri elevati e correnti di riposo elevate suonavano peggio e avevano un suono naturale peggiore rispetto agli amplificatori più semplici in termini di circuiti. In modalità A, se la corrente di riposo è rigidamente stabilizzata (in questo caso 250 mA, linea tratteggiata), si verifica una brusca interruzione al punto 5, che incide immediatamente sulla linearità della caratteristica del braccio inferiore (4) che si apre a questo momento. Al punto 4 sono possibili interruzioni e burst del segnale in uscita. Ciò significa che non è tanto la corrente di riposo dei transistor ad essere importante, ma la loro apertura e chiusura regolare (il più vicino possibile alla forma di un segnale utile). Ciò conferma pienamente la correttezza della sorgente [1], e consente di applicare la modalità economica A (EA) in questa PA (Io, righe 7 e 8 in Fig. 2). Questa modalità è anche chiamata Super A, o Non switching (senza commutazione) [1], ma il nome EA è più vicino alla verità. Il fatto è che EA produce una riduzione dinamica delle correnti di riposo senza degradare i parametri (con una migliore qualità del suono!), che riduce il riscaldamento dei transistor di uscita riducendo le correnti passanti, aumenta l'efficienza e l'efficienza dell'amplificatore.
Il principio dell'amplificatore (Fig. 3) Il segnale di ingresso viene applicato all'ingresso non invertente dell'amplificatore operazionale e amplificato a 8V. Dall'uscita dell'amplificatore operazionale attraverso R8, il segnale viene inviato alle basi VT3, VT4. Poiché gli emettitori VT3 e VT4 sono collegati a una sorgente di tensione stabilizzata e anche l'alimentazione dell'amplificatore operazionale è stabilizzata, la corrente del collettore VT3, VT4 dipende solo dal livello del segnale e dipende poco dalla tensione di alimentazione. Infatti, VT3(VT4) è un generatore di corrente controllato per VT5(VT6), il che significa che anche l'influenza di Upit sulla corrente di collettore di VT5 sarà indebolita. E l'attuale VT11, a sua volta, dipende dalla corrente del collettore VT5. Ciò significa che nell'amplificatore non c'è modulazione del segnale utile da parte della tensione di alimentazione anche senza feedback e la qualità del suono, soprattutto alle basse frequenze, sarà la stessa degli amplificatori con alimentazione stabilizzata. Gli assorbimenti di potenza si noteranno solo alla massima potenza, con una tensione di uscita vicina alla tensione di alimentazione. I transistor VT3 e VT5 (VT4 e VT6) costituiscono cascate composite, nelle quali viene introdotto un divisore che determina il guadagno. Una tale combinazione di successo consente di applicare un segnale di feedback negativo (NFB) direttamente al circuito dell'emettitore VT3 (VT4) tramite R27 (R28) e allo stesso tempo consente di formare facilmente il funzionamento degli stadi di uscita nell'EA modalità, ottenendo un'elevata linearità con un'elevata velocità di risposta e guadagno. La tensione OOS viene applicata all'emettitore VT3 (VT4), impedendone la chiusura improvvisa. Anche quando si opera con il taglio di corrente ai massimi livelli di segnale (osc.6), i transistor di uscita si aprono in anticipo senza problemi e non creano distorsioni ai bassi livelli di segnale (la regione più favorevole al verificarsi delle armoniche). Il guadagno della parte a transistor dell'amplificatore è pari al rapporto R27/R17 (R28/R18)+1. Il guadagno dell'intero amplificatore è uguale al rapporto R5/R3+1. La sensibilità dell'amplificatore viene impostata selezionando R3. Selezione della modalità di funzionamento dell'amplificatore Durante lo sviluppo e il test di qualsiasi UMZCH, il compito principale è ottenere la massima qualità con il minimo riscaldamento. L'amplificatore è stato testato in tutte le modalità da A a B (Fig. 2, oscillatori 6, 7, 8). In questo PA, in realtà non esiste la modalità B. Il taglio della corrente sul lato superiore (riga 6) avviene a una corrente sul lato inferiore superiore a 2 A, che ha scarso effetto sulla forma del segnale utile, ed è in realtà un modo AB, solo con la formazione di un aumento di declino secondo il principio EA. Va notato che la forma delle correnti di riposo lungo osc.7 è idealizzata e praticamente è la modalità A. Efficienza irragionevolmente bassa, il riscaldamento differiva poco dalla modalità A, mentre non vi è alcun miglioramento evidente del suono. E anche viceversa, (secondo l'autore) il suono era troppo smussato, gli alti si perdevano in alcune composizioni. In termini di economia, la più ideale è la modalità osc.9, con la corrente di riposo che scende a 0 al massimo del segnale. La forma della corrente è stata determinata sperimentalmente alla massima efficienza (osc. 8, 40 mA, senza cutoff) ed è stata realizzata la prima versione dell'amplificatore. Quindi, aumentando l'OOS locale, è stato possibile aumentare l'aumento dinamico della corrente dei transistor di ingresso, che ha ridotto della metà le armoniche. La qualità del suono è migliorata. Allo stesso tempo, si è scoperto che quando la modalità EA porta la corrente su una sezione rettilinea, non c'è più alcuna differenza se c'è un'interruzione di corrente o meno (oscillatori 6 e 8). Il suono cambia poco. Ecco come sono state realizzate la seconda e le seguenti opzioni. Naturalmente, chiunque può scegliere a propria discrezione una qualsiasi delle famiglie di caratteristiche di corrente di riposo (Fig. 2). Per aumentare la corrente residua (funzionamento senza cutoff), è necessario ridurre R13-R14 a 360 ... 340 Ohm, aumentando la componente costante utilizzando R16. Per dare alla corrente di riposo la forma osc.7, è necessario ridurre R11-R12 a 5,6 ... 5,1k. (Le modifiche devono essere effettuate con i transistor di uscita disabilitati.) La prima versione dell'amplificatore Il suo schema è del tutto identico a quello mostrato in Fig. 3, e differisce dai seguenti solo per i rating R13-R14=360 Ohm, R27-R28=4,3k. La corrente di riposo ha la forma osc.8. La seconda versione dell'amplificatore (Fig. 3) differisce dalla prima modificando le modalità operative di VT3-VT4 e introducendo una modalità EA più profonda (che significa una salita-discesa più graduale della corrente di riposo). L'incremento dinamico della corrente su R13-R14 è stato aumentato e la sua componente costante è stata ridotta (R15-R16). Oltre a migliorare la qualità del suono, ciò ha aumentato l'efficienza della compensazione termica. La modalità EA più profonda ha ridotto significativamente il livello dei timbri sonori (armoniche dispari) ed ha quasi completamente eliminato qualsiasi colorazione timbrica del suono. Combinato con l'impedenza di uscita zero dell'amplificatore, questo rende tutti gli altoparlanti un suono di altissima qualità. Con la giusta scelta dell'amplificatore operazionale, la selezione dei transistor in base al guadagno e alle valutazioni degli elementi per la simmetria della spalla, il coefficiente armonico non supera lo 0,0006% a 1 kHz e 0,002 a una frequenza di 20 kHz. La corrente di riposo ha la forma osc.6 (0…5 mA). La terza versione dell'amplificatore (Fig. 4) I modi per migliorare ulteriormente i parametri derivano dalle caratteristiche dell'elemento base. È noto che la distorsione dell'amplificatore operazionale aumenta con l'aumentare della frequenza, della tensione di uscita e della corrente. È difficile ottenere tutti i parametri elevati in un amplificatore operazionale. La via d'uscita da questa situazione è utilizzare una cascata buffer da un amplificatore operazionale con un'elevata capacità di carico, ad es. connessione composita di due amplificatori operazionali. La tensione di uscita del primo amplificatore operazionale viene immediatamente ridotta di 2-4 volte, il coefficiente armonico viene ridotto quasi della stessa quantità e il guadagno del secondo amplificatore operazionale (buffer) viene dimezzato. Come primo stadio è meglio utilizzare un amplificatore operazionale con transistor ad effetto di campo in ingresso, con un Kg molto basso e il primo polo sopra la gamma audio, e come secondo un amplificatore operazionale con TOS, che ha una velocità di variazione molto elevata della tensione di uscita e della capacità di carico. Gli amplificatori operazionali TOC ad alta frequenza hanno una distorsione molto bassa nella gamma audio. È anche noto che il guadagno e la linearità delle caratteristiche del transistor dipendono dalla corrente del collettore, ad es. Minore è la gamma delle variazioni di corrente, minore è la distorsione. L'uscita è l'uso di transistor accoppiati negli stadi di uscita. Sulla base di ciò è stata sviluppata una terza versione dell'amplificatore. Con la corretta selezione dell'amplificatore operazionale, dei guadagni dei transistor e dei valori degli elementi per la simmetria dei bracci, è possibile ottenere un coefficiente armonico non superiore allo 0,0005% a 1 kHz e non superiore a 0,001 sull'intero gamma di frequenza e potenza.
Opzione quarto amplificatore La sua differenza sta nell'uso di un'alimentazione stabilizzata per gli stadi pre-terminali, nell'uso di amplificatori operazionali FF e nella possibilità di assemblare un circuito stampato su componenti SMD (montaggio superficiale), che ne riduce notevolmente le dimensioni. È necessario selezionare gli analoghi SMD dei transistor indicati nel diagramma. Come notato sopra, la qualità del suono e il livello di tensione di uscita di questo amplificatore non dipendono da abbassamenti e increspature della tensione di alimentazione. L'utilizzo di un'alimentazione stabilizzata per gli stadi pre-terminali in questo caso garantisce solo l'indipendenza della corrente di riposo dei transistori di uscita da grandi variazioni della tensione di rete e può essere applicata su richiesta del costruttore. La numerazione dei componenti viene lasciata in base alle opzioni 1 e 2.
Opzione quinto amplificatore L'uso di transistor compositi nelle fasi finali ha permesso di semplificare le impostazioni del circuito e dell'amplificatore, che è importante per i principianti e i radioamatori inesperti. Una significativa riduzione delle sue dimensioni gli consente di competere nelle dimensioni con l'UMZCH integrato, avendo parametri più elevati. Allo stesso tempo, la linearità del guadagno alle basse frequenze è maggiore di quella dei microcircuiti UMZCH, la tensione di uscita è maggiore a una tensione di alimentazione relativamente bassa e l'insensibilità ai cali di tensione di alimentazione, che è particolarmente importante per alimentatori di piccole dimensioni. Lo schema della versione a due canali è mostrato nella figura seguente. In questo caso, la OU e i regolatori di tensione VT1-VT2 sono comuni.
L'opzione 5 dell'amplificatore richiede una regolazione minima o nulla. Tutto si riduce al controllo delle tensioni di alimentazione, all'assenza di una tensione costante in uscita e all'impostazione della corrente di riposo desiderata con i transistori di uscita massimi riscaldati. La deriva della corrente di riposo con la temperatura è qui inferiore rispetto all'opzione 2 a causa del minor guadagno di corrente, ma a causa dell'ampio guadagno di tensione dei transistor compositi, è possibile un'eccessiva amplificazione e clipping del segnale, il che non è sempre utile per Altoparlanti. Pertanto, R19-R20 non dovrebbe essere inferiore a 0,075 ohm, anche per altoparlanti potenti. Se lo si desidera, è possibile aggiungere il controllo termico e la protezione della corrente dall'opzione 2. Se si ha difficoltà a misurare la resistenza di 0,075 ohm, è possibile uscire dalla situazione in due modi. 1) Collegare due resistori da 0,15 ohm o quattro resistori da 0,3 ohm in parallelo. 2) Misurare la resistenza di un filo di costantana o di nichelcromo (ad esempio smontando una resistenza del filo da 0,51 Ohm, 1%), raddrizzarlo e dividerlo accuratamente in parti uguali lungo la lunghezza, ottenendo la resistenza desiderata. Si consiglia di stagnare le estremità del segmento su una compressa di aspirina e pulirla con alcool. Un pezzo raddrizzato di nicromo non avrà induttanza e può essere saldato alla scheda sotto forma di ponticello o staffa. Il coefficiente armonico dell'amplificatore della 5a opzione non è stato misurato, ma soggettivamente in termini di suono non è superiore allo 0,008% nell'intera gamma di frequenza e potenza. Come esempio in Fig. 12-13 mostra il circuito stampato di un amplificatore a due canali. I transistor di uscita sono TIP142T/TIP147T nei contenitori TO-220 e hanno dimensioni inferiori rispetto a TIP142/TIP147 nei contenitori TO-3R. Quando integrati in altoparlanti multimediali dove sono presenti vibrazioni, R13-R14 vengono sostituiti da uno costante 92...100k. Nella versione in miniatura, sui radiatori piccoli, dovrebbe essere selezionato di dimensioni tali che sui radiatori freddi la corrente di riposo sia di 5...10 mA e durante il riscaldamento non superi mai i 40...60 mA. Questa modalità può essere classificata come AB+EA. Il condensatore C1 è un condensatore ceramico di piccole dimensioni, C3 è un condensatore elettrolitico non polare. Parametri dell'amplificatore completamente dipendente dal tipo di sistema operativo utilizzato. La massima potenza di uscita sinusoidale possibile dell'amplificatore della seconda opzione è 120 W, ma con un carico di 4 Ohm e una tensione di alimentazione superiore a +/-35 V, è necessario limitare la corrente di VT11, VT12 (R33, R34) o aumentarne la potenza, altrimenti la potenza dissipata sui transistor di uscita supererà il massimo consentito. Quando si applica solo un carico di 4 ohm, non è necessario aumentare la tensione di alimentazione oltre +/- 35 V. È vero, ciò ridurrà la potenza di uscita con un carico di 8 ohm. Secondo l'autore, gli altoparlanti con una resistenza di 6-8 Ohm hanno un suono più naturale, mentre gli altoparlanti con un'impedenza di 4 Ohm hanno una potenza e una dinamica maggiori. La risposta in frequenza dell'amplificatore è lineare dalla corrente continua (senza C1) a 200 kHz (senza C2, C6), con una diminuzione graduale dell'ampiezza da 200 kHz a 1 MHz. Quando un segnale con una frequenza di 1 MHz con modulazione di ampiezza alla frequenza di 1 kHz è stato applicato all'ingresso dell'amplificatore, è stato ricevuto da un ricevitore a onde medie. All'ingresso PA (senza C1) è stata applicata una tensione costante da 0 a 1 V in incrementi di 10 mV, mentre la tensione di uscita è aumentata in modo assolutamente lineare da 0 a 30 V, cioè L'amplificatore si comportava come un amplificatore CC di precisione, il che indica la sua elevata linearità di guadagno e, di conseguenza, una bassa distorsione armonica e un'elevata fedeltà del suono. L'amplificatore è stato testato con impulsi rettangolari con una frequenza di 2 kHz ad un carico resistivo di 6 ohm. In questo caso, è stata ottenuta una velocità di variazione della tensione di uscita di 30 V/μs limitata solo dalla sorgente di impulsi rettangolari; non sono state osservate distorsioni della forma del segnale e non sono stati osservati picchi. Tensione di uscita nominale = Upit.-5 V. Tensione di uscita massima dell'amplificatore = Upit.-3V. Quando la tensione di alimentazione viene ridotta da un alimentatore stabilizzato bipolare, l'ampiezza del segnale in uscita non diminuisce fino a quando l'alimentazione non raggiunge il valore Uout + 5V, e quando Upit = Uout + 3V, il segnale in uscita viene limitato gradualmente. L'impedenza di uscita dell'amplificatore = 0. L'amplificatore non è sensibile allo sfondo dell'alimentazione con una componente variabile fino a 100 mV. Intervallo di tensione di alimentazione - da +/- 25 a +/- 40V. Le distorsioni sono state misurate utilizzando due generatori G3-118 e filtri notch inclusi nel set. Il livello di distorsione non lineare totale, quando all'ingresso sono stati applicati segnali da 20 Hz a 20 kHz, era inferiore a quello indicato in [1] (Fig. 8) ed era al livello di interferenza dell'oscilloscopio S1-65A stesso (0,2 ... 0,3 mV a una tensione di uscita di 32 V), il che implica un coefficiente armonico non superiore a 0,002%. Lo stesso è stato dimostrato dalle misurazioni con un analizzatore di spettro del computer. Ma allo stesso tempo, l'obiettivo principale era soddisfare la condizione 2. L'amplificatore è stato testato e fatto funzionare a Io = 150 mA con un dissipatore di calore di alta qualità. Nonostante il numero relativamente elevato di parti, l'amplificatore stesso è costituito da un microcircuito e 6 transistor (VT3, VT4, VT5, VT6, VT11, VT12). VT1 e VT2 - stabilizzatori di tensione +/- 15 V; VT7, VT8 - unità di compensazione termica per la corrente di riposo dei transistor di uscita; VT9, VT10 - limitatori di corrente massima (6A). VT1, VT2, VT9, VT10, VD1, VD2, R9, R10, R19-R20, R33, R34 in presenza di sorgente separata stabilizzata +/- 15 V e con diminuzione della potenza in uscita (Upit.= +/- 25V, Pout 50W) si può escludere dallo schema e si può realizzare una versione semplificata del PA di piccole dimensioni. Dispositivo di compensazione della temperatura Va notato che la corrente di riposo dell'amplificatore può cambiare in modo significativo quando i transistor (in particolare VT3-VT4) si riscaldano e la tensione di alimentazione cambia, quindi è necessario selezionare accuratamente il punto operativo dei transistor VT7-VT8 (compensatori per la modifica la corrente di riposo dalla temperatura e dalla tensione di alimentazione). Allo stesso tempo, le fluttuazioni locali della corrente di riposo entro +/- 20 mA non influiscono sui parametri dell'amplificatore. Dopo gli studi sulle modalità termiche dell'UMZCH, l'autore è giunto alle seguenti conclusioni: 1. Un aumento della corrente di riposo dei transistor di uscita di 2-3 volte può verificarsi anche con un leggero riscaldamento del transistor di ingresso a potenza più bassa , quindi è desiderabile controllare le modalità di quanti più stadi possibile. 2. È auspicabile posizionare ciascun transistor di uscita su un radiatore separato senza guarnizioni isolanti e controllarne la temperatura. Il dispositivo di compensazione della temperatura funziona come segue. Il transistor VT7, un generatore di corrente, è montato su un radiatore VT11 tramite una guarnizione in mica. (VT8 su radiatore VT12). Quando il radiatore si riscalda, la corrente VT7 aumenta e viene alimentata attraverso R23 (R24) al circuito emettitore VT3 (VT4), coprendolo. Qui viene fornito anche il segnale per la limitazione della corrente dei transistor di uscita. Selezionando i resistori R21-R22, è possibile impostare diverse condizioni di temperatura per l'amplificatore. Nella modalità 1, linea continua (con un valore di R21, R22 = 100 Ohm), la corrente di riposo sarà stabile fino a 65-70 gradi, quindi diminuirà bruscamente fino a 0. Nella modalità 2 (R21, R22 = 68 Ohm ), la corrente di riposo diminuisce proporzionalmente alla temperatura , cioè il dispositivo mantiene la temperatura impostata. Nella modalità 3 (R21,R22 = 150 Ohm), la corrente di riposo non aumenterà con l'aumento della temperatura, ma non diminuirà per ridurre il riscaldamento dei transistor (il dispositivo può sopportare la corrente data). Quando si modifica la tensione di alimentazione dell'amplificatore da +/-25 a +/- 40 V, è necessario selezionare il valore di R29-R30 in modo che l'offset su R25-R26 sia 0,41-0,432 V. Il valore di R29-R30 viene calcolato dalla formula: R29 (R30), kOhm = Upit. /0,432 - 1k. Quando i transistor di uscita sono stati deliberatamente reinstallati su radiatori di un'area più piccola, il dispositivo di compensazione termica è stato ricostruito e ha resistito alle condizioni termiche specificate. In combinazione con una bassa sensibilità ai prelievi di potenza, ciò consente di integrare questo PA in apparecchiature esistenti, dove non c'è potenza sufficiente del trasformatore di potenza (ad esempio, "Vega 50U-122S"), o l'area di \ uXNUMXb\uXNUMXbradiatori (centro musicale). Naturalmente, è possibile assemblare frequenze ultrasoniche su microcircuiti, ma (secondo l'autore) non hanno la stessa qualità del suono dei PA su elementi discreti. Dettagli e design Nell'amplificatore è meglio utilizzare un amplificatore operazionale con una velocità di variazione della tensione di uscita di almeno 50 V/μs con un basso livello di armoniche e rumore proprio, con transistor ad effetto di campo all'ingresso. I transistor VT3, VT4 dovrebbero essere selezionati con il massimo guadagno possibile, basso livello di rumore e debole dipendenza della corrente del collettore dalla temperatura. Come VT5-VT6, è consigliabile utilizzare transistor con un'elevata frequenza di amplificazione e una bassa capacità di collettore. Nell'amplificatore, è del tutto possibile utilizzare l'amplificatore operazionale domestico KR574UD1 e i transistor con fattori di guadagno di 130 - 150, per poter rifare un amplificatore esistente (ad esempio Amphiton) dalle stesse parti. La tensione massima consentita di tutti i transistor in questo caso deve essere almeno 80 V. A seconda della Uout richiesta, è necessario modificare la resistenza R5, rispettando la condizione: (R5/R3)+1=Uout/Uin. Quando si utilizzano altri transistor di uscita (transistor ad effetto di campo o quando collegati in parallelo), potrebbe essere necessario selezionare la resistenza R31-R32 in base alla caduta di tensione ai loro capi di 0,55 V nella posizione centrale del motore R16 con VT11-VT12 acceso spento. Secondo i calcoli dell'autore, sulla base di questo circuito, è possibile costruire un PA con una tensione di uscita di 80-100 V. (L'amplificatore è in grado di produrre una tensione di uscita vicina alla tensione di alimentazione). Le coppie complementari (VT3 - VT4, VT5 - VT6, ecc.) di bracci opposti non dovrebbero differire nel guadagno di oltre il 5%. Anche i resistori posizionati simmetricamente delle gambe superiore e inferiore vengono selezionati con una tolleranza del 5%. Questa è una condizione necessaria per la simmetria del segnale di uscita e per evitare distorsioni non lineari. I resistori R33 - R34 sono costituiti da due resistori da 0,2 Ohm 2W ciascuno collegati in parallelo, posizionati uno sopra l'altro. R33, R34 devono essere utilizzati senza induzione. Non devono essere utilizzate resistenze a filo intrecciato. La bobina L1 è avvolta su un resistore R35, contiene 2 strati di filo 0,8 PEL ed è impregnata di vernice o colla. L1, C9, R36 sono montati sulla scheda di uscita. La superficie dei radiatori VT5 - VT6 è di almeno 30 cm, VT1 -VT2 -1,.2 cm Una versione di piccole dimensioni dell'amplificatore può essere montata su una scheda di 60x65 mm realizzata in PCB con uno spessore di 1,5 mm (Fig. 6, Fig. 7). Se è necessario modificare le dimensioni del tabellone, è possibile spostarlo lungo la griglia. Tutte le tracce sono stagnate con saldatura. I percorsi di corrente dei circuiti di potenza e dei carichi sono stagnati con uno spesso strato di saldatura su cui è steso un filo di filo di rame. Per tutti i transistor montati sui radiatori è obbligatorio l'uso di pasta termicamente conduttiva e per i transistor con sensore termico le guarnizioni devono essere in mica. Come C1 e C3-C4, è meglio utilizzare un condensatore elettrolitico non polare.
Scheda amplificatore doppia opzione 5
Vista dal lato saldatura. Dimensioni 55x60mm. La seconda e la terza versione dell'amplificatore possono essere assemblate su una scheda universale (Fig. 8, Fig. 9). Nel caso del bilanciamento dell'amplificatore operazionale tra i pin 1-8 o 1-5, un ponticello viene posizionato nel punto X sul pin 8 o 5. Deve essere affidabile per evitare uno squilibrio grave dell'amplificatore operazionale. Il resistore R6 può essere commutato sui punti + e - 15 V sulla scheda oppure è possibile posizionare un ponticello, a seconda del tipo di amplificatore operazionale. Se non viene utilizzato l'amplificatore operazionale DA2, la traccia deve essere tagliata nel punto X2. Quando si utilizzano due amplificatori operazionali, il resistore R8 passa al pin 6 di DA2. Installazione dell'amplificatore Dopo aver verificato la corretta installazione, è necessario:
Unità di protezione AC In situazioni di emergenza, quando la corrente continua scorre attraverso l'altoparlante, la sua bobina si brucia, quindi l'uso della protezione dell'altoparlante è un prerequisito per amplificatori potenti. L'unità di protezione (Fig. 10) funziona come segue.
Intervallo di tensione di alimentazione:.........+/-20…+/-60V
All'accensione, il condensatore C3 inizia a caricarsi (dalla fonte di alimentazione tramite R7-R8). Dopo 1 sec. la tensione su di esso raggiunge un valore sufficiente per aprire VT3, quindi VT4 si apre e il relè collega gli altoparlanti all'amplificatore con i suoi contatti. Durante il normale funzionamento del PA, la tensione alternata dalla sua uscita non ha il tempo di caricare C1-C2 e, in caso di emergenza, la tensione costante dall'uscita dell'amplificatore aprirà VT1 o VT2 (a seconda della polarità), la tensione su C3 diminuirà e il relè spegnerà l'AC. In caso di falsi allarmi di protezione ad alto volume, è opportuno aumentare la capacità C1-C2. Un disegno del circuito stampato dell'unità di protezione AC è mostrato in fig. 11 e 12. Si consiglia di utilizzare un'unità di protezione degli altoparlanti separata per ciascun canale. Il relè (U P1) deve essere alimentato da una sorgente che ha una capacità del filtro di potenza inferiore rispetto all'amplificatore stesso, in modo che quando l'alimentazione viene interrotta, il relè P1 viene spento per primo. Il relè dovrebbe essere utilizzato con la più ampia area di contatto possibile e la forza della molla, perché i relè in miniatura (soprattutto i relè reed) hanno casi di contatti bruciati e l'impossibilità di spegnersi in caso di emergenza.
Letteratura 1. Yu Mitrofanov. EA in UMZCH. Radio n. 5,1986, XNUMX
Autore: Laikov AV (alexandr.laykov@rambler.ru); Pubblicazione: cxem.net
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