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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricetrasmettitore a onde corte URAL-84. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili Il ricetrasmettitore è progettato per comunicazioni radioamatoriali nella gamma di onde corte di 1,8 ... 29 MHz. Tipo di lavoro - telefono (SSB) e telegrafo (CW). Il ricetrasmettitore è completamente realizzato su dispositivi a semiconduttore e microcircuiti, ha una bilancia digitale incorporata (secondo lo schema di un radioamatore V. Krinitsky (RA9CJL), pubblicato in questa raccolta), un alimentatore integrato. Il ricetrasmettitore prevede il collegamento di un GPA esterno, che consente comunicazioni radio a frequenze separate. Durante lo sviluppo del ricetrasmettitore, l'attenzione principale è stata rivolta all'ottenimento di parametri dinamici elevati del percorso di ricezione e buone caratteristiche ergonomiche del ricetrasmettitore nel suo insieme. L'assenza di un amplificatore RF all'ingresso del ricevitore, l'uso di un mixer bilanciato di alto livello, un percorso IF lineare e a basso rumore hanno permesso di svolgere il primo compito. Il secondo problema è stato risolto utilizzando filtri passa-banda non sintonizzabili all'ingresso del ricevitore, commutazione elettronica della gamma e modalità "trasmissione-ricezione".
Il ricetrasmettitore (Fig. 1) è realizzato secondo lo schema con una conversione di frequenza. La scelta di una frequenza intermedia di 9100 kHz è determinata dalla presenza di un filtro al quarzo artigianale realizzato secondo il metodo descritto sulla rivista Radio n. 1, 2 del 1982 (è possibile utilizzare un filtro al quarzo industriale della tipo FP2P-410-8,815 con lievi modifiche allo schema elettrico). I nodi comuni del ricetrasmettitore in modalità ricezione-trasmissione sono: filtri passa-basso Z1, filtri passa-banda Z2, mixer U1, stadio di adattamento reversibile A1, generatore di portata uniforme G1, filtro al quarzo Z3.
Il collegamento dei nodi per la ricezione o la trasmissione viene effettuato dai contatti relè K1, K2, nonché dall'interruttore S1. Il diagramma mostra i nodi in modalità di ricezione. Il segnale proveniente dall'antenna in ingresso attraverso i filtri passa-basso Z1, l'attenuatore di gradino ATT e i filtri passa-banda a tre circuiti Z2 viene inviato al mixer bilanciato U1. La tensione viene fornita allo stesso mixer da un oscillatore locale regolare G1. Il segnale convertito passa attraverso uno stadio di adattamento reversibile L/ e quindi ad un filtro al quarzo Z3, viene amplificato dal nodo A2 ed entra nel mixer U2, dove viene miscelato con la tensione proveniente dall'oscillatore a cristallo di riferimento G2. Il segnale a bassa frequenza dall'uscita del mixer va all'amplificatore a bassa frequenza A3 e da esso all'altoparlante BA1. Quando si passa dalla ricezione alla trasmissione, avviene la commutazione corrispondente delle unità funzionali. Questo viene fatto manualmente o da un sistema di controllo vocale. Il segnale proveniente dal microfono BFJ, amplificato dal nodo A4, va al dispositivo di controllo vocale A8, che a sua volta controlla l'interruttore S1, nonché al mixer U3, che ha tensione dall'oscillatore di riferimento. Il segnale DSB generato viene amplificato dal nodo A5, passa attraverso un filtro al quarzo Z3, dove è selezionata una tensione di frequenza intermedia di 9100 kHz con una banda laterale superiore, ed entra attraverso il nodo A1 al mixer U1, il cui altro ingresso è alimentato da un tensione regolare dell'oscillatore locale. Il segnale della frequenza operativa selezionata dai filtri passa-banda Z2 dall'uscita del mixer U2 viene inviato all'amplificatore A6 e quindi, amplificato in potenza al nodo A7, attraverso il filtro passa-basso Z1 viene inviato all'antenna WA1. La formazione del segnale telegrafico nel ricetrasmettitore viene effettuata utilizzando un generatore manipolato G3, che è collegato al nodo A5, invece di un dispositivo di sagomatura del segnale a banda laterale singola. Il ricetrasmettitore è realizzato secondo il principio del blocco. Nel diagramma, la numerazione degli elementi in ogni blocco è diversa. La scheda principale (nodo A6, Fig. 2) contiene un mixer reversibile, uno stadio di adattamento, un percorso IF del ricevitore, filtri al quarzo, un rilevatore di miscelazione, un amplificatore a bassa frequenza del ricevitore, un circuito AGC e un locale liscio a banda larga amplificatore di tensione dell'oscillatore. Figura 2a. Schema schematico della scheda principale del ricetrasmettitore (nodo A6) Figura 2b. Schema schematico della scheda principale del ricetrasmettitore (nodo A6) Il mixer passivo di alto livello VD1 - VD8, T2, T3 è assemblato secondo uno schema a doppio bilanciamento. La sua caratteristica è l'uso di trasformatori a banda larga con una rotazione in cortocircuito del volume (il progetto è descritto nella rivista Radio n. 1, 1983). Nel caso di utilizzo di moderni diodi ad alta frequenza del tipo KD514A nel mixer (e diodi ancora migliori con una barriera Schottky del tipo AA112), la perdita di segnale in esso sarà di circa 4 ... 5 dB. Il segnale ricevuto viene inviato all'avvolgimento primario L3 del trasformatore T2. Il segnale convertito viene prelevato dal punto medio dell'avvolgimento L4. La tensione dell'oscillatore locale liscio viene amplificata da un amplificatore a banda larga basato sul transistor VT1 e viene alimentata all'avvolgimento di ingresso L7 del trasformatore T3. Su un potente transistor ad effetto di campo VT2 è assemblato un mixer abbinato a cascata con un filtro al quarzo. Il transistor di tipo KP905 è stato scelto per i suoi buoni parametri di rumore e linearità. In ricezione, la cascata funziona come un amplificatore con un gate comune e un guadagno di circa 12 dB, la sua impedenza di ingresso ha un carattere attivo ed è costante su un'ampia gamma di frequenze. Il coordinamento con un filtro al quarzo SSB a otto cristalli a una frequenza di 9100 kHz viene fornito utilizzando un autotrasformatore L12. Gli schemi dei filtri al quarzo ZQ1 e ZQ2 sono mostrati in fig. 3 e 4.
Il filtro ZQ1 ha i seguenti parametri:
Se nel filtro ZQ1 vengono utilizzati risonatori al quarzo della stazione radio Granit con frequenze di 9000 ... 9150 kHz, i valori di capacità nel circuito del filtro potrebbero rimanere invariati. Nel filtro ZQ2 è possibile modificare la larghezza di banda. In modalità SSB, è di 2,3 kHz e in modalità CW, quando i condensatori da 68 pF sono collegati in parallelo con i risonatori al quarzo, la larghezza di banda si riduce a 800 Hz. Durante la trasmissione, la cascata sul transistor VT2 è un inseguitore di sorgente. La modalità di funzionamento di questa cascata viene invertita commutando le tensioni dai bus di controllo. Quando si riceve +15 V nel bus Rx, 0 V nel bus Tx. Quando si trasmette 0 V nel bus Rx, +15 V nel bus Tx. I tasti a diodi VD9 e VD10 collegano l'estremità "calda" dell'autotrasformatore L12 al drain del transistor durante la ricezione o al suo gate quando si passa alla trasmissione. La messa a terra dell'estremità "fredda" dell'autotrasformatore L12 ad alta frequenza durante la ricezione avviene attraverso l'interruttore a diodi VD10 e il condensatore C5, durante la trasmissione - attraverso l'interruttore a diodi VD9 e il condensatore C4. Sui transistor VT5, VT6 viene assemblato il primo stadio dell'IF, che ha un guadagno di circa 20 dB. Il circuito P L17C29C30 consente di abbinare i transistor del circuito cascode ed eseguire un ulteriore filtraggio del segnale utile. Il carico in cascata è il circuito L16C26. Il coordinamento con il secondo filtro al quarzo ZQ2 viene effettuato utilizzando la bobina di accoppiamento Lsv. Questo filtro è un filtro ladder a 4 cristalli con una larghezza di banda di 3 dB di 2,6 kHz. Nella modalità di ricezione dei segnali telegrafici, viene commutato tramite un relè del tipo RES-49 su una banda stretta di circa 0,7 kHz collegando in parallelo dei filtri al quarzo condensatori pari a circa 68 pF. L'utilizzo di due filtri al quarzo ZQ1 con larghezza di banda di 2,4 kHz e ZQ2 ha notevolmente migliorato la soppressione dei segnali al di fuori della "trasparenza" dei filtri, che ha raggiunto i 100 dB. L'amplificazione del segnale principale viene eseguita in cascata sul chip DA1 K224UR4 (K2US248 è la vecchia designazione). Il rilevatore di miscelazione sui transistor VT8, VT9 non ha caratteristiche speciali. Tra il rivelatore e l'ingresso del preamplificatore a bassa frequenza sul chip DA2 è collegato un filtro passa basso tipo ZQ3 D3,4 (da stazioni radio Granit), che migliora il rumore e i parametri selettivi del percorso di ricezione. Lo stadio di uscita ULF è assemblato come di consueto sui transistor VT15, VT16, VT17. Una chiave elettronica è assemblata sul transistor VT14, con l'aiuto del quale l'ingresso ULF viene deviato nella modalità di trasmissione. In modalità telegrafo, questo tasto è chiuso, il che consente di ascoltare il segnale di autocontrollo durante la trasmissione. Il circuito AGC è costituito da un preamplificatore AGC DA3, VT13, un emettitore follower VT12, rivelatori AGC VD18, VD19 e VD24. Sul transistor VT11 e sul diodo VD17 è assemblato un circuito ausiliario di "scarica rapida" con un tempo di scarica di circa 0,2 s. Quando viene ricevuto un segnale utile, il tempo di scarica AGC è determinato dalla catena principale R36C53. Quando il segnale scompare, C53 viene rapidamente scaricato attraverso il diodo VD17 e il transistor VT11. Dal source follower VT10, la tensione AGC positiva, che aumenta con l'aumentare dell'intensità del segnale, viene applicata ai transistor di controllo VT4 e VT7, che controllano il guadagno degli stadi IF. Per implementare il ritardo AGC, la sorgente del transistor VT6 è collegata ad una sorgente di tensione di riferimento raccolta sul diodo zener VD11 e sul resistore R25. Nella modalità di trasmissione, la tensione di commutazione +4 VTX-O BRX viene applicata ai transistor VT7, VT15, che praticamente chiude il percorso IF del ricevitore. Un amplificatore regolabile è montato sul transistor VT3, operante nella modalità di trasmissione del segnale SSB o CW. Il guadagno in cascata viene regolato modificando la tensione sulla seconda porta VT3 e raggiunge una profondità di oltre -40 dB. Se lo si desidera, la tensione ALC può essere applicata al secondo gate di questo transistor. Durante la trasmissione, il segnale telegrafico manipolato viene amplificato dal transistor VT3, attraversa i circuiti L15C22 e le capacità parassite del percorso IF chiuso del ricevitore, viene miscelato nel rivelatore con il segnale dell'oscillatore locale di riferimento ed entra nell'ULF per l'autocontrollo. Dallo stesso circuito, il segnale SSB o CW passa attraverso il filtro al quarzo ZQ1, entra nello stadio di adattamento VT2, che in questo caso funziona da source follower, e quindi al mixer VD1 - VD8, che trasferisce il segnale alla frequenza operativa . Il segnale convertito viene prelevato dall'avvolgimento L3 al filtro passa-banda del nodo A2. Il nodo A2 (Fig. 5) contiene: un attenuatore a gradino del ricevitore, un relè di commutazione K17, filtri passa-banda e stadi preliminari del trasmettitore. Nella modalità di ricezione, il segnale dal nodo A1 viene inviato a un attenuatore realizzato su due resistori, collegamenti P: R1R2R3, che fornisce un'attenuazione di 10 dB e R4R5R6 - 20 dB. L'attenuatore è controllato da un interruttore sul pannello frontale del ricevitore S7 "ATT", che ha le posizioni "0", "10 dB", "20 dB", "30 dB". I collegamenti P sono attivati dai contatti relè K13 - K.16 tipo RES-49 (RES-79). Dopo l'attenuatore, il segnale passa attraverso i contatti normalmente chiusi del relè K17 (RES-55A) ed entra nei filtri passa-banda a tre circuiti, la cui selezione viene effettuata da sei interruttori a pulsante "Range" (SI - S6) con fissazione dipendente. La commutazione dei filtri di gamma viene eseguita utilizzando il relè K1 - K12 tipo RES-49 (RES-79). I filtri passa-banda sopprimono il canale dell'immagine di oltre 80 dB. Fig. 5. Diagramma schematico della potenza del preamplificatore e dei filtri passa-banda (nodo A2) L'uso di un relè per la commutazione di filtri passa-banda e di un attenuatore è dovuto al desiderio di ottenere la gamma dinamica più elevata possibile, mentre la commutazione tramite interruttori a diodi (diodi pin, ecc.) non è giustificata a causa di una significativa diminuzione della gamma dinamica e un aumento del rumore del percorso di ricezione. Dopo i filtri passa-banda, il segnale entra nel nodo A6, discusso in precedenza. Nella modalità di trasmissione, la tensione del segnale SSB o CW proveniente dal nodo A6 passa attraverso i filtri passa-banda nella direzione opposta e attraverso i contatti del relè K17 entra in un amplificatore a banda larga realizzato sui transistor a microonde VT2, VT3, VT4, dove viene amplificato ad un livello di 5 ... 7 In eff. con irregolarità nell'intervallo da 1,8...35 MHz non più di 2 dB. Il carico del preamplificatore è un trasformatore a banda larga 77 con una spira in cortocircuito del volume, simile ai trasformatori mixer nel nodo A6. Il trasformatore a banda larga T2 è composto da 16 anelli di ferrite, posti su un tubo di rame (il progetto è descritto nella rivista "Radio" n. 12 del 1984). Le catene R10R11C6 e R23C14 effettuano la risposta in frequenza del preamplificatore. I resistori R13, R24 sono selezionati in base all'irregolarità della tensione di uscita minima sull'intera gamma di frequenze amplificate. La cascata sul transistor VT1 è una chiave elettronica con un ritardo necessario per commutare il circuito dell'antenna sul nodo A1. Nodo A1 - amplificatore di potenza del trasmettitore (Fig. 6) realizzato su un potente transistor ad effetto di campo VTI tipo KP904A. Esistono anche filtri di banda passa-basso (circuito P), relè commutati del tipo RES-10. La tensione del segnale alla frequenza operativa dal preamplificatore viene applicata al gate del transistor VTI e amplificata a una potenza di uscita di circa 30 watt. Il carico della cascata è un trasformatore a banda larga realizzato su un anello di ferrite con una permeabilità di 300 NN e un diametro di 32 mm secondo una tecnica ben nota. La massima corrente di drain del transistor raggiunge 2 A. Attraverso i contatti del relè K13, chiusi durante la trasmissione, il segnale amplificato passa attraverso un filtro passa basso ed entra nell'antenna (connettore XI). Il resistore R5 viene utilizzato per impostare la corrente iniziale del transistor. Attraverso la catena R7C31 viene eseguita una OOS dipendente dalla frequenza. L'amplificatore di potenza ha una linearità abbastanza buona. Con la corretta selezione della corrente di riposo, le emissioni fuori banda vengono soppresse a -50 dB. Nella modalità di ricezione dalla presa XI, il segnale passa attraverso il filtro passa-basso della gamma e attraverso i contatti normalmente chiusi del relè K13 (tipo RES-55A) entra nei filtri passa-banda della gamma (nodo A2). Come ha dimostrato la pratica (sono state effettuate più di 6000 connessioni sul ricetrasmettitore), i timori che i relè di potenza relativamente bassa nell'amplificatore di potenza spesso si guastino sono infondati, poiché tutti i loro contatti si commutano in assenza di segnale. Generatore di portata regolare - nodo A3 (Fig. 7) è costituito da sei generatori di gamma separati, commutati dall'alimentazione nella seconda direzione (il primo è per la commutazione dei filtri passa-banda) degli interruttori a pulsante S1 -S6. Sul transistor ad effetto di campo VTI, il generatore è assemblato direttamente secondo il circuito induttivo a tre punti. Transistor VT2 - follower dell'emettitore. Il carico di tutti e sei i follower di emettitore è il resistore R6. La caduta di tensione ai suoi capi, pari a circa +5 V, chiude le giunzioni di emettitore dei ripetitori non funzionanti, escludendo così l'influenza di altri generatori di portata sulla frequenza del generatore in funzione. ..La distribuzione delle frequenze GPA per intervalli e i dati del circuito sono riportati nella Tabella. 1. Le frequenze GPA sono selezionate in modo tale che quando si cambia banda, viene selezionata automaticamente la banda laterale desiderata. Utilizzando il relè K1, K2 (RES-55A), è possibile collegare un GPA esterno al ricetrasmettitore. L'assenza di commutazione meccanica, nonché la presenza di circuiti separati per ogni portata, con la loro attenta compensazione termica, hanno permesso di ottenere una buona stabilità senza ricorrere alla moltiplicazione di frequenza. Questa costruzione dell'oscillatore locale consente di ottimizzare i livelli delle tensioni di uscita, creare una sovrapposizione in frequenza e rendere indipendente il valore di scordatura per ogni gamma. Tabella 1
Il condizionatore di tensione del segnale SSB e CW - nodo A4 è mostrato in fig. otto. Un oscillatore a cristallo di riferimento con una frequenza di 9100 kHz è assemblato sul transistor VTI. Il transistor VT2 è uno stadio buffer, dal quale il segnale dell'oscillatore di riferimento viene inviato a un modulatore bilanciato su varicaps VD1, VD2 e trasformatore T1. Il modulatore ha un'elevata linearità e consente di sopprimere la frequenza portante di almeno 50 dB. La cascata sul chip DA1 [è un microfono ULF, dalla cui uscita la tensione amplificata a bassa frequenza viene fornita al punto medio dell'avvolgimento L3 del modulatore bilanciato e attraverso il follower dell'emettitore VT6 al sistema di controllo vocale (VOX) . La cascata sul transistor VT5 è un oscillatore locale telegrafico manipolato stabilizzato dal quarzo ZQ2. La sua frequenza è di 800 ... 900 Hz superiore alla frequenza dell'oscillatore locale di riferimento, ovvero coincide con la banda di "trasparenza" del filtro al quarzo ZQ1. A seconda del tipo di lavoro, telefonico o telegrafico, l'emettitore inseguitore VT4 viene alimentato attraverso i contatti del relè K1 con tensione sia da un modulatore bilanciato (SSB) che da un oscillatore locale telegrafico (CW). Dall'uscita del transistor VT4 viene fornito il segnale per l'ulteriore conversione al nodo A6 (scheda principale). Utilizzando il resistore di sintonia R21, viene impostato il guadagno necessario del microfono ULF, utilizzando i resistori RI8, R15, viene bilanciata la frequenza portante dell'oscillatore locale di riferimento. L'induttanza L1 serve a mettere a punto la frequenza dell'oscillatore locale di riferimento sulla pendenza inferiore del filtro a cristalli ZQI. Il funzionamento del ricetrasmettitore in modalità "ricezione" o <trasmissione" è controllato dall'interruttore - nodo A7 (Fig. 9). L'interruttore stesso è realizzato su potenti transistor VT5 - VT9. I transistor VT1. VT3, VT4 sono inclusi in del sistema VOX.VT7 - Anti-VOX.C tramite la resistenza di trimmer R1 si imposta il ritardo di risposta del sistema di comando vocale e RIO è la soglia di risposta del sistema VOX.Le resistenze R14 impostano la soglia di risposta dell'Anti-VOX I transistor VT10 - VT12 sono dotati di un regolatore di tensione dell'oscillatore locale liscio +9 V. Un amplificatore S- è assemblato sul misuratore del transistor VT13 In modalità di ricezione, la tensione AGC dalla scheda principale viene fornita al suo ingresso attraverso il diodo VD7, e tramite il diodo VD8 la tensione dal nodo A1, proporzionale alla corrente di drain del potente transistor VT1. . Il commutatore può essere controllato da un pedale collegato al pin 9 del connettore XI sia in modalità SSB che CW. In modalità CW, gli impulsi positivi, che vengono applicati al pin 7 del connettore XI da una chiave telegrafica automatica elettronica, influiscono sul sistema di controllo vocale, ovvero è possibile eseguire il funzionamento semiduplex del ricetrasmettitore. Le tensioni +15 V TX - O V RX sono prelevate dai pin 1,3 del connettore X1 e alimentate ai nodi del ricetrasmettitore. Stabilizzatori +40 V e +15 V nell'alimentazione (Fig. 10) realizzati secondo schemi noti e protetti da corrente. Lo schema di collegamento dei nodi ricetrasmettitori è mostrato in fig. undici. Il telaio è realizzato con lastre di duralluminio di 5 mm di spessore, collegate all'estremità con viti M2,5. I pannelli anteriore e posteriore hanno dimensioni di 315X130 mm e sono fissati tra loro da due pareti laterali di 270X130 mm. Le pareti laterali sono installate a una distanza di 40 mm dai bordi dei pannelli anteriore e posteriore, formando cantine in cui sono posizionati i circuiti stampati: a sinistra - la scheda del nodo A2, a destra - nodi A7, A5 (telegrafo elettronico chiave). Tra le pareti laterali ad un'altezza di 40 mm dal bordo inferiore dei pannelli anteriore e posteriore, è fissato un sottotelaio di 225X150 mm. Sopra di esso sono installate le schede dell'oscillatore locale A2 e dello shaper A4. Sotto nel seminterrato c'è la scheda principale A6, e tra le pareti laterali ad un'altezza di 25 mm dai bordi inferiori dei pannelli anteriore e posteriore c'è un secondo sottotelaio di dimensioni 225X80 mm. Ha un trasformatore di alimentazione in alto a destra e una scheda stabilizzatrice +40 V e +15 V in basso, nel seminterrato Le figure 12, 13 e 14 mostrano le dimensioni dei pannelli anteriore, anteriore e posteriore del ricetrasmettitore . Il gruppo dell'amplificatore di potenza si trova in una scatola schermata 115x90x50 mm, che è fissata, insieme al transistor di potenza dello stadio di uscita, a sinistra sopra il secondo sottotelaio al pannello posteriore del ricetrasmettitore. Sul pannello posteriore è presente un radiatore con 29 nervature da 15 mm di altezza per potenti transistor dello stadio di uscita e stabilizzatori di tensione. Le dimensioni del radiatore sono 315x90 mm. Fig.12. Pannello frontale del ricetrasmettitore Fig.13. Pannello frontale del ricetrasmettitore Fig.14. Pannello posteriore del ricetrasmettitore Le schede dei nodi A2, A4, A5, A6, A7 sono rimovibili. Sono collegati al cablaggio tramite connettori del tipo GRPPZ-(46)24SHP-V. La scheda dell'oscillatore locale liscio è alloggiata in una scatola schermata. La scheda principale A6 è realizzata in fibra di vetro a doppia faccia con uno spessore di 1,5 ... 2 mm e dimensioni di 210X 137,5 mm. Lo strato di pellicola sul lato delle parti non viene rimosso. Le conclusioni delle parti collegate alla custodia sono saldate alla lamina su entrambi i lati della scheda, formando un "terreno" comune. I restanti fori sul lato delle parti sono svasati per evitare un cortocircuito su un filo comune. La scheda a circuito stampato del nodo A6 è mostrata in fig. quindici I filtri al quarzo sono realizzati. scatole di ottone schermate e ben saldate separate sui risuonatori B1 dalle stazioni radio Granit. Sulla fig. 16, 17 mostrano i circuiti stampati dei nodi A4 e A7 e la disposizione degli elementi su di essi. Condensatore variabile - sei sezioni dalla stazione radio R-123. I circuiti dell'oscillatore locale si trovano direttamente nelle sezioni del condensatore separate da partizioni. È possibile utilizzare condensatori variabili da stazioni radio R-108. In questo caso, vengono presi due condensatori e, utilizzando l'ingranaggio esistente, vengono collegati in modo sincrono tra loro, consentendo di creare un GPA a otto bande. Il ricetrasmettitore utilizza resistori fissi del tipo MLT-0,125 (MLT-0,25), resistori di sintonia del tipo SP4-1. Relè - RES-55A (RS4.569.601), RES-10 (RS4.524.302), RES-49 (RS4.569.421-07). Resistori variabili tipo SPZ-12a. Condensatori tipo KM, KLS, K50-6. Le induttanze ad alta frequenza da 50 μH sono avvolte su anelli di ferrite F-1000NN K7X4X2 e hanno 30 giri di PELSHO 0,16 e le induttanze da 100 μH hanno circa 50 giri. Vengono forniti i dati del circuito del filtro passa-banda Tavolo 2. Il diametro di tutte le bobine qui è di 5 mm, il nucleo è di tipo SCR SB12A. Tabella 2
В Tabella 3 vengono forniti i dati di avvolgimento di altri elementi. Tabella 3
I contorni dei filtri passa-banda sono inseriti in schermi di alluminio con dimensioni di 20x20 mm e un'altezza di 25 mm. Il trasformatore di alimentazione con una potenza complessiva di circa 70 W è avvolto su un circuito magnetico ad anello a nastro OL50/80-40. L'avvolgimento primario è avvolto con filo PEV-2 0,41 e contiene 1600 giri. L'avvolgimento secondario è avvolto con filo PEV-2 1,5 e contiene 260 giri. Il transistor KP905 nel nodo A6 può essere sostituito da KP903A. Configurazione ricetrasmettitore. Prima di installare gli elementi sulle schede, è necessario verificarne la funzionalità. Innanzitutto, ciascuna scheda è configurata separatamente. Per questo viene utilizzata una fonte di alimentazione separata e i dispositivi necessari. Si consiglia di eseguire l'impostazione nella seguente sequenza : Nodo A7. Il collettore del transistor VT1 è collegato a un filo comune e il resistore R7 è selezionato in modo che la tensione residua sul collettore del transistor VT6 non sia superiore a +0,3 V. Le connessioni vengono ripristinate. La selezione dei resistori R8. R9 imposta sul collettore VT9 una tensione prossima allo zero, ma non superiore a +0,3 V. I pin 1, 3 sul connettore XI devono essere caricati quando sintonizzati su resistori con una resistenza di circa 30 ohm e una potenza di dissipazione di almeno 5 watt . Nodo A3. La definizione della portata dei generatori consiste nell'impostare la frequenza di generazione indicata in Tabella. 2, utilizzando i condensatori C2, C3 e il numero di spire dell'induttanza L1 (la presa dalla bobina è presa da 1/4-1/5 delle spire). Il condensatore C4 è selezionato per essere minimo, controllando la stabilità della generazione. La selezione di C5 imposta il detune di frequenza richiesto. In conclusione, si effettua un'accurata compensazione termica del circuito utilizzando un condensatore C3, costituito da gruppi con TKE differenti. La scatola GPA durante la compensazione termica si riscalda fino a 35...40 °C. La tensione di uscita attraverso il resistore R6 dovrebbe essere 0,15 ... 0,2 Veff. Nodo A4. La tensione RF allo scarico del transistor VT3, fornita al modulatore, dovrebbe essere di circa 2 Veff. La tensione LF all'uscita del microcircuito DA1 dovrebbe essere 1 ... 1,5 A, quando viene applicata una tensione all'ingresso del microfono da un generatore di suoni con una frequenza di 1000 Hz e un'ampiezza di 3 ... 5 mV. Il modulatore è configurato come segue: in primo luogo, collegando un millivoltmetro RF all'emettitore VT4, utilizzando C26, il circuito L3C26VD1VD2 viene sintonizzato in risonanza al segnale massimo. Quindi, l'ingresso dell'amplificatore del microfono viene cortocircuitato e, mediante regolazione sequenziale dei resistori R18, R15, il modulatore viene bilanciato per la massima soppressione della frequenza portante alla tensione RF minima sull'emettitore VT4. L'impostazione dell'oscillatore manipolato consiste nell'impostare la frequenza dell'oscillatore a cristallo ZQ2. Deve essere superiore alla frequenza dell'oscillatore di riferimento di 800...900 Hz (controllata da un frequenzimetro sui pin 5, 28 del connettore XI). Il valore della tensione di uscita a questo punto dovrebbe essere di circa 0,3 V, .. sia in modalità telegrafica che telefonica (quando si pronuncia una "a ... a" forte). All'uscita dell'emettitore follower VT2, la tensione dell'oscillatore di riferimento dovrebbe essere 1,5 ... 1,8 Veff. Nodo A6. La configurazione della scheda inizia con il ricevitore ULF. La sua sensibilità dovrebbe essere 5...10 mV a volume di uscita normale. Il rivelatore VT8, VT9 è bilanciato quando viene applicata la tensione dell'oscillatore locale di riferimento e l'ingresso viene cortocircuitato regolando il resistore R31 per ridurre al minimo il rumore sull'uscita IF. L'impostazione dell'IF non ha particolari caratteristiche e consiste nell'impostare i circuiti alla frequenza media del filtro al quarzo (con il sistema AGC disabilitato, il pin 11 del connettore X1 è in corto a massa). All'uscita del sistema AGC (pin 13 del connettore XI), la tensione costante dovrebbe raggiungere un valore positivo di circa +5 V quando viene applicata al suo ingresso (condensatore C75) una tensione di circa 30 ... 40 mV dal generatore di suoni. La tensione GPA fornita al modulatore bilanciato (sull'avvolgimento L7) dovrebbe essere 1,3 ... 1,5 Veff. Durante la trasmissione, la tensione del segnale SSB o CW alla sorgente del transistor VT2 non deve superare 0,3 Veff. Le tensioni costanti sui collettori dei transistor VT4 e VT7 hanno un valore rispettivamente di +9 V e +2,6 V. In questo caso, la tensione GPA deve essere applicata al mixer. Quando un segnale di ingresso viene applicato all'avvolgimento L3 da un generatore RF con un valore di circa 1 mV, le tensioni sui collettori di questi transistor diminuiscono rispettivamente a +0,4 V e +0,3 V. Il sistema AGC è attivato. Dopo aver impostato la scheda principale, la sua sensibilità dall'ingresso dovrebbe essere 0,2 ... 0,3 μV. Particolare attenzione dovrebbe essere prestata all'allineamento filtri al quarzo con stadi IF. Quando si impostano i filtri al quarzo, è necessario tenere conto del fatto che i loro parametri dipendono fortemente dalle capacità del circuito di misura collegato in parallelo agli ingressi e alle uscite dei filtri. Per questo motivo si consiglia di regolare i filtri utilizzando il circuito di misura mostrato in fig. 18. In questo caso, le capacità C12 nei filtri a otto cristalli e C4 nei filtri a quattro cristalli devono essere temporaneamente dissaldate.
Nodo A2. I filtri passa-banda sono sintonizzati secondo una tecnica ben nota, ma in questo caso è necessario caricare i loro ingressi e uscite con resistori da 75 ohm. Un amplificatore a banda larga basato sui transistor VT2, VT3, VT4 viene prima sintonizzato per la corrente continua. La tensione costante sul collettore VT3 è +15 ... 20 V, la corrente di riposo del transistor dovrebbe essere di circa 70 ... 80 mA. Quindi, utilizzando i resistori R13, R24, viene verificata e selezionata l'irregolarità della tensione di uscita quando viene fornito un filtro passa-banda dal GSS con un segnale di 100 ... 150 mV nell'intervallo 1,8 ... 30 MHz. Allo stesso tempo, una capacità di circa 24 pF è collegata in parallelo al resistore R270 (viene simulata la capacità di ingresso di KP904A). La tensione di uscita RF dovrebbe essere 5-7 Veff. Nodo A1. All'uscita della cascata viene collegato l'equivalente di un'antenna da 75 Ohm con una potenza di almeno 30 W e viene verificato il valore della potenza di uscita. I filtri passa-banda devono essere pre-sintonizzati utilizzando il metodo di sintonizzazione "a freddo". La corrente di "riposo" del transistor KP904A dovrebbe essere di circa 200 mA. La sua regolazione è effettuata dal potenziometro R5. Dopo un'accurata regolazione dei singoli nodi, viene eseguita una messa a punto completa del ricetrasmettitore in tutte le modalità operative: "ricezione", "trasmissione", "tono". Letteratura:
Autore: A. Pershin UA9CKV; Pubblicazione: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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Commenti sull'articolo: Leonid Ottimo articolo! Grazie!
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