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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Amplificatori d'antenna per antenne a banda larga. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori d'antenna L'articolo discute in dettaglio il dispositivo e i principi di funzionamento dei moduli di amplificazione delle antenne televisive a banda larga. L'amplificatore nell'antenna ricevente televisiva è progettato principalmente per aumentare la sensibilità, limitata dal rumore, e secondariamente per compensare la perdita del segnale ricevuto nel cavo coassiale. I televisori stessi hanno un margine molto ampio della propria amplificazione, ad es. hanno un'elevata sensibilità limitata dal guadagno. Hanno una sensibilità leggermente peggiore, limitata dalla sincronizzazione. E infine, la più bassa è la sensibilità limitata dal rumore. Pertanto, il fattore che determina la ricezione a lungo raggio dovrebbe essere il livello del rumore di fondo del percorso lineare e non il guadagno. L'influenza del rumore è stimata dal rapporto segnale-rumore, il cui valore minimo è considerato 20. Per i televisori della terza - quinta generazione, la sensibilità limitata dal rumore è 50-100 μV. Tuttavia, con un rapporto segnale/rumore (S/N) di 20, si osserva una scarsa qualità dell'immagine e solo i dettagli più grandi sono intelligibili. Per ottenere un'immagine di buona qualità, è necessario applicare all'ingresso TV un segnale utile circa 4 volte più grande, cioè assicurarsi che il rapporto s / w sia di circa 80. I cavi attualmente utilizzati con un'impedenza d'onda di 75 Ohm, a seconda del design e della qualità del dielettrico, hanno un'attenuazione specifica di 0,07 - 0,18 dB / m nel metro e 0,25 - 0,6 dB / m nella gamma d'onda decimale. Con una lunghezza del cavo di 2 ... 4 m, l'attenuazione totale può essere di 1,2 - 2,4 dB. A questo proposito, l'amplificatore dovrebbe avere un guadagno di circa 3 dB per condizioni di ricezione tipiche. Viene aggiunto un margine di 12 ... 14 dB per amplificare i segnali deboli, il che è necessario a causa della bassa efficienza delle antenne riceventi a banda larga di piccole dimensioni. Ogni amplificatore ha il proprio rumore, che amplifica insieme al segnale utile e degrada il rapporto segnale-rumore. Pertanto, il parametro più importante dell'elemento di amplificazione dovrebbe essere considerato la sua figura di rumore Kш. Per una valutazione unificata del rumore di un percorso multistadio, esiste un indicatore della figura di rumore ridotta Kш, che è uguale al livello di rumore in uscita diviso per il guadagno totale, cioè Perш = Ksenza / AУ. Poiché il livello di rumore in uscita Ksenza dipende in massima parte dal livello di rumore del primo transistor, amplificato da tutti gli stadi successivi, il rumore degli stadi rimanenti può essere trascurato. Poi Ksenza= Ksh1КУ, dove Ksh1 è la figura di rumore del primo transistor. Pertanto, otteniamo Kш= Ksh1, cioè. la figura di rumore ridotta della parte amplificante è determinata principalmente dalla figura di rumore del primo transistor. Ciò porta alla conclusione che l'uso della parte attiva può dare un risultato positivo quando la figura di rumore del primo transistor dell'amplificatore è inferiore alla figura di rumore del primo stadio della TV. La figura di rumore dipende anche dalla qualità dell'adattamento all'ingresso dell'amplificatore e dalla modalità operativa del primo transistor. La gamma di frequenza dell'amplificatore dovrebbe fornire un'amplificazione del segnale nella banda di frequenza della trasmissione televisiva f = 48-790 MHz. Per aumentare la gamma dinamica, l'amplificatore deve avere un feedback negativo. La figura 1 mostra uno schema di un amplificatore monostadio con un ingresso trasformatore e un'uscita asimmetrica aperta, che consente di alimentare il modulo amplificatore a distanza tramite un cavo di segnale. Questo circuito monostadio è altamente stabile e facile da collegare in cascata.
I punti di eccitazione dell'antenna sono collegati direttamente alla sezione bilanciata del trasformatore Tr1, che fornisce l'adattamento a banda larga dell'ingresso dell'antenna con l'ingresso dello stadio di amplificazione. L'elemento di amplificazione VT1 è collegato secondo lo schema con un emettitore comune. Ciò consente di ottenere più guadagno passa-banda e migliori proprietà di rumore del circuito rispetto ad altre opzioni di commutazione. Gli effetti dell'influenza della frequenza di taglio del transistor sulla pendenza sulla variazione del guadagno e della resistenza di ingresso nell'intervallo di frequenza operativa vengono compensati utilizzando nel circuito feedback dipendenti dalla frequenza combinati di tipo parallelo e in serie. Il feedback parallelo viene effettuato sugli elementi R3, C1, L1. La resistenza R3 determina l'abbinamento del modulo di amplificazione nei giunti di collegamento nel metro e nella parte inferiore del campo decimale. Nella parte alta del range operativo, dove il guadagno diminuisce di 2-4 dB, l'induttanza L1 indebolisce l'effetto di questa retroazione, equalizzando la caratteristica ampiezza-frequenza (AFC). Il condensatore C1 fornisce il disaccoppiamento del circuito di retroazione dal circuito di alimentazione e allo stesso tempo forma un taglio a bassa frequenza della caratteristica di trasferimento del dispositivo. Il circuito R4, C3 è un elemento di retroazione di corrente in serie che determina i parametri principali della cascata in modalità piccolo segnale: il resistore R4 imposta il guadagno nominale della cascata e l'impostazione di C3 controlla l'aumento della risposta in frequenza nella parte superiore parte del range operativo. I parametri specificati della gamma dinamica sono forniti dalla scelta del tipo di transistor e dalla sua modalità di funzionamento. Nel circuito presentato, la modalità di funzionamento in cascata CC è impostata da R4 insieme agli elementi del divisore di base R1 e R2. Il condensatore C2 shunt R1 e fornisce una connessione asimmetrica di Tr1 al circuito del modulo. Il modulo di amplificazione, implementato su un transistor di media potenza di terza generazione, fornisce un guadagno di 15 dB nella banda di frequenza 40-800 MHz, la figura di rumore del dispositivo non supera i 3,5 dB e la gamma dinamica per i segnali televisivi è 75dB. Ridurre la figura di rumore e realizzare una maggiore linearità del dispositivo è possibile quando nel circuito si utilizzano elementi attivi complessi con commutazione cascode o quando si passa a cascate a due transistor. In Fig. 2. L'amplificatore in fig. 2a contiene due stadi di amplificazione a banda larga sui transistori VT1 e VT2. Il segnale dell'antenna stessa attraverso un trasformatore di adattamento (non mostrato nel diagramma) e il condensatore C1 entra nella base del transistor VT1, che è collegato secondo il circuito OE.
Il punto di funzionamento del transistor è impostato dalla tensione di polarizzazione determinata dal resistore R1. La retroazione di tensione negativa (NFB) che agisce in questo caso linearizza la caratteristica del primo stadio, stabilizza la posizione del punto di lavoro, ma ne riduce il guadagno. Non c'è correzione di frequenza nella prima fase. Anche il secondo stadio è realizzato su un transistor secondo lo schema con OE e OOS per la tensione attraverso i resistori R2 e R3, ma ha anche una corrente OOS attraverso il resistore R4 nel circuito dell'emettitore, che stabilizza la modalità del transistor VT2. Per evitare una grande perdita di guadagno, il resistore R4 viene deviato in corrente alternata dal condensatore C3, la cui capacità è scelta relativamente piccola (10 pF). Di conseguenza, alle frequenze più basse dell'intervallo, la capacità del condensatore C3 risulta essere significativa e il feedback CA risultante riduce il guadagno, correggendo così la risposta in frequenza dell'amplificatore. Gli svantaggi di un tale circuito amplificatore includono perdite passive nel circuito di uscita sul resistore R5, che è collegato in modo tale che sia la tensione di alimentazione costante che la tensione del segnale cadano attraverso di esso. L'amplificatore in Fig. 2b, che ha anche due cascate assemblate secondo lo schema con OE. Si differenzia dall'amplificatore precedente per un migliore disaccoppiamento dei circuiti di alimentazione tramite filtri a L L1 C6, R5 C4 e un aumento del guadagno dovuto alla presenza del condensatore C5 nel circuito OOS (R3 C5 R6) del secondo stadio e del condensatore di transizione C7 in uscita.
Nelle cascate sui transistor collegati secondo il circuito OE, l'influenza delle connessioni interne e delle capacità delle giunzioni dei transistor è la maggiore. Si manifesta nella limitazione della larghezza di banda e nella tendenza dell'amplificatore all'autoeccitazione, la cui probabilità è maggiore, maggiore è il guadagno. Per valutarlo, è noto il concetto di soglia di stabilità: il valore limite del guadagno, al di sopra del quale l'amplificatore si trasforma in un generatore. Come misura per migliorare la stabilità, è possibile proporre l'inclusione di transistor in un circuito cascode con OE-OB. La connessione cascode dei transistor VT1 e VT2 (Fig. 3) consente di realizzare una buona unidirezionalità e ottenere un'ampia larghezza di banda del modulo di amplificazione. Ciò consente di abbandonare l'uso del feedback del segnale, stabilizzando e correggendo la caratteristica ampiezza-frequenza, nonché le impedenze di ingresso e di uscita del collegamento. Qui vengono impostati in modalità il coefficiente di trasmissione e i parametri di collegamento del circuito. Per ridurre l'influenza delle induttanze parassite dei terminali comuni, che riducono il guadagno della cascata alle alte frequenze, i terminali dell'emettitore dei transistor di ingresso sono collegati direttamente alla custodia e la modalità di funzionamento è stabilizzata da una corrente di base fissa. Il taglio dell'alta frequenza è controllato dall'induttanza L1 inclusa nel circuito di collettore del transistor terminale.
La regolazione del campo e la stabilizzazione dell'impedenza di uscita del modulo sono eseguite da circuiti resistivi-capacitivi. Lo schema cascode, implementando la modalità di funzionamento ottimale dei transistor, consente di ottenere una ridotta distorsione di intermodulazione. In presenza di un'antenna MV-UHF, strutturalmente realizzata sotto forma di due antenne elettricamente scollegate, è possibile utilizzare un modulo di amplificazione che amplifica i segnali provenienti da ciascuna di esse, sintetizza e trasmette al ricevitore TV tramite un unico cavo. L'amplificatore è alimentato dallo stesso cavo. Un diagramma schematico di un tale modulo di amplificazione è mostrato in Figura 4. Contiene due canali di amplificazione indipendenti. Il segnale dell'antenna MT viene inviato ai contatti XT1, XT2, a cui è collegato lo stadio di ingresso del canale MT, assemblato sui transistor VT1, VT2 secondo il circuito dell'amplificatore differenziale. Ciò consente di ottenere una buona corrispondenza con antenne ad alta impedenza, oltre a sopprimere il rumore di modo comune.
Le bobine L1, L2 sono installate all'ingresso della cascata, che eliminano l'accumulo di cariche elettrostatiche su alcune antenne, nonché i diodi VD1 - VD4, che proteggono l'amplificatore dalle scariche dei fulmini. Uno stadio di amplificazione aggiuntivo è assemblato sul transistor VT5. Il coefficiente di trasferimento del canale è 15…20 dB. I segnali MT passano al cavo attraverso un filtro passa basso L6 C19 L7 con una frequenza di taglio di 250 MHz. Attraverso lo stesso filtro e induttore L5, la tensione di alimentazione arriva al canale dal cavo di derivazione. Inoltre, il filtro non trasmette segnali LDC. Il canale di amplificazione UHF è costituito da due stadi amplificatori identici collegati in serie. Il primo è assemblato sui transistor VT3, VT4 secondo un circuito galvanico, grazie al quale c'è un'uscita automatica dalla modalità operativa specificata e il suo mantenimento quando la temperatura e la tensione di alimentazione cambiano. All'ingresso della cascata è installato un filtro passa-alto C1 L3 C2 con una frequenza di taglio di 450 MHz, che sopprime i segnali e il rumore a bassa frequenza. Un filtro passa-alto simile C21 L9 C22 all'uscita del secondo stadio fa passare i segnali UHF e non i segnali VHF. Di conseguenza, i filtri alle uscite dei canali li disaccoppiano reciprocamente. La bobina L4 fornisce il coordinamento tra le cascate del canale UHF e la correzione della risposta in frequenza totale. Il guadagno totale del canale è 32…36 dB. Il canale UHF viene alimentato attraverso l'induttore L8 dal cavo di derivazione. Il modulo di amplificazione è alimentato a 12 V con una corrente di almeno 70 mA. È importante notare che i moduli con struttura a cascata-catena prevedono solitamente una maggiore linearità della caratteristica di trasferimento, alla quale è associata, in primo luogo, la possibilità di regolazione separata delle cascate (ottimizzazione della caratteristica di trasferimento, modalità di abbinamento e parametri di gamma dinamica), in cui le soglie di sovraccarico aumentano la staffetta e aumentano proporzionalmente il coefficiente di trasferimento. Un'analisi comparativa delle soluzioni tecniche e delle caratteristiche funzionali ed energetiche dei moduli mostra che è opportuno scegliere schemi con cascate collegate a catena con feedback combinati dipendenti dalla frequenza come strutture di base quando si progettano moduli di amplificazione per antenne attive a banda larga. Inoltre, nella prima fase, la profondità di feedback viene selezionata in base al valore richiesto della figura di rumore e alla stabilità dell'impedenza di connessione. La modalità di funzionamento e il tipo di transistor dello stadio di uscita sono determinati principalmente dalla capacità di carico richiesta del modulo. Pubblicazione: library.espec.ws
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