Microcircuiti della serie K174. Dati di riferimento

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DECODER STEREO DUAL-STANDARD KR174XA51

JSC Angstrem (Mosca) ha sviluppato e messo in produzione il microcircuito KR174XA51 - un decodificatore stereo progettato per decodificare un segnale stereo sia secondo lo standard domestico con modulazione polare (OIRT) che quello straniero - con tono pilota (CCIR) nelle radio domestiche. Il microcircuito utilizza nuove soluzioni tecniche registrate nel Codice Civile delle Invenzioni.

Il microcircuito è alloggiato nell'alloggiamento 2104.18-B (Fig. 1). Peso: non più di 3 g Tecnologia di implementazione: BiCMOS planare-epitassiale da 2 μm con isolamento combinato di ossido e giunzione pn.

Il decoder stereo KR174XA51 implementa la decodifica utilizzando il metodo della divisione temporale con doppio sovracampionamento per un'efficace soppressione dei componenti armonici, fornisce un'ulteriore soppressione del tono pilota, soppressione dello spostamento di livello costante tra i canali durante la decodifica di un segnale stereo modulato polare per ridurre le interferenze durante la commutazione “Stereo” - “Mono” ed espansione della gamma dinamica, nonché la possibilità sia del riconoscimento automatico del sistema di decodifica che della sua impostazione forzata, indicazione del sistema selezionato. Se necessario, il decoder stereo può essere commutato in modalità "Mono" permanente.

Quando si utilizzano elementi di regolazione della frequenza con tolleranze strette, il microcircuito non richiede la regolazione della frequenza delle oscillazioni libere del VCO.

Il decoder stereo dispone di un'uscita di controllo della frequenza VCO (62,5/76 kHz) e contiene un amplificatore di corrente per il collegamento dell'indicatore LED della modalità “Stereo”. (Qui e sotto, i valori di frequenza sono indicati separati da una barra per due sistemi di decodifica - rispettivamente con modulazione polare e tono pilota). Il decoder stereo richiede un minimo di componenti esterni per funzionare.

Piedinatura del microcircuito: pin. 1 - ingresso segnale di feedback; pin di collegamento per l'integrazione dei condensatori di filtro PLL; vyv. 2 - ingresso segnale di feedback; terminale per il collegamento di una resistenza e di un condensatore di integrazione per il filtro PLL; vyv. Uscita rilevatore trifase; terminale per il collegamento di una resistenza e di un condensatore di integrazione per il filtro PLL; vyv. 3 - generale; alimentazione negativa; vyv. 4 - terminale per il collegamento del condensatore di impostazione della frequenza del VCO; vyv. 5 - terminale per il collegamento del resistore di impostazione della frequenza e del condensatore di blocco VCO; Ingresso di controllo VCO; vyv. 6 - segnale di uscita per indicare la modalità "Stereo"; Uscita del segnale di controllo della frequenza VCO; vyv. 7 - ingresso del segnale di controllo per l'interruttore di selezione del sistema di decodifica; vyv. 8 - Uscita segnale AF del canale B; vyv. 9 - Uscita segnale AF del canale A; vyv. 10 - uscita del preamplificatore del segnale AF del canale B; vyv. 11 - ingresso invertente dell'amplificatore del filtro passa basso per la correzione della preenfasi in modalità modulazione polare; vyv. 12 - ingresso non invertente dell'amplificatore del filtro passa basso per la correzione della predistorsione in modalità modulazione polare; vyv. 13 - uscita del preamplificatore del segnale AF del canale A; vyv. 14 - potenza in uscita positiva; vyv. 15 - ingresso segnale stereo complesso; vyv. 16 - blocco dell'uscita, impostazione del guadagno dell'amplificatore di ridimensionamento di un segnale stereo complesso; inversione dell'ingresso dell'amplificatore di scala; vyv. 17 - uscita del rilevatore di ampiezza del tono pilota/sottoportante; ingresso del trigger Schmitt del canale per la selezione della modalità “Stereo” - “Mono”.

Lo schema funzionale del decoder stereo è mostrato in Fig. 2, e un tipico diagramma della sua inclusione è in Fig. 3.

Il complesso segnale stereo viene inviato all'ingresso dell'amplificatore scalare DA1, che serve a portare la tensione di ingresso al livello nominale del decodificatore di 200...250 mV. Il segnale passa quindi all'ingresso del rilevatore di fase e all'ingresso del decoder del segnale stereo. Il secondo ingresso del rilevatore di fase riceve un segnale di riferimento dal formatore di impulsi di controllo. Il segnale campione ha la frequenza di una sottoportante o di un tono pilota.

Il segnale di uscita del rilevatore di fase è proporzionale allo sfasamento tra i segnali di ingresso e di riferimento del rilevatore di fase; contiene anche altri componenti combinatori in un ampio spettro di frequenze. Per isolare il componente utile viene utilizzato un filtro PLL ad integrazione proporzionale, realizzato su un amplificatore operazionale DA2 con condensatori di integrazione esterni (C5, C6 in Fig. 3) nel circuito OS. Inoltre, il filtro forma la caratteristica frequenza-fase del loop PLL, garantendone la stabilità e i parametri necessari della banda di cattura.

La tensione di errore di fase integrata, prelevata dal filtro PLL utilizzando un amplificatore differenziale con uscita di corrente DA3, viene applicata all'ingresso di controllo VCO. Gli impulsi di uscita del VCO con una frequenza nominale di 500/608 kHz vengono forniti al formatore di impulsi di controllo che, dopo il ricalcolo e la decodifica, genera segnali di controllo del decodificatore e un segnale di riferimento per il rilevatore di fase, chiudendo così l'anello PLL.

Il decoder del segnale stereo è composto da quattro unità di campionamento/memorizzazione, due per canale. Il formatore di impulsi di controllo fornisce uno sfasamento degli impulsi di campionamento, sincronizzandoli con i massimi e i minimi della tensione di frequenza della sottoportante, per rilevare rispettivamente gli inviluppi dei canali A e B. Il decodificatore contiene anche multiplexer-interpolatori analogici dei canali A e B, che ricampionano il segnale. Inoltre, forniscono una transizione alla modalità "Mono" fornendo un segnale dall'ingresso del decodificatore alle sue uscite, bypassando i blocchi di decodifica.

Il segnale decodificato assume la forma di passi di 31,25/38 kHz. Il sovracampionamento consiste nell'aggiungere punti intermedi tra campioni di segnale adiacenti, in modo che l'ampiezza dei passi venga dimezzata e la loro frequenza raddoppiata (a 62,5/76 kHz). Pertanto, dopo il filtraggio mediante i filtri RC di uscita R6C12 e R7C13, è stata ottenuta una riduzione di quattro volte del livello di rumore sovratonale nel segnale di uscita.

Dalle uscite del decodificatore, i segnali A e B vengono forniti agli ingressi dei ripetitori di tensione buffer DA4, DA6 (Fig. 2) e quindi attraverso gli amplificatori sommatori DA7, DA8 all'uscita del microcircuito. I filtri R6C12 e R7C13 vengono utilizzati per compensare la preenfasi del segnale ad alta frequenza con una costante di tempo tHF=R6C12=R7C13=50 μs. Per ottenere tHF = 75 μs è necessario adeguare i valori dei condensatori o, se necessario, introdurre elementi elettronici di commutazione a costante di tempo.

Quando si decodifica un segnale stereo con modulazione polare, la correzione della preenfasi a bassa frequenza del canale differenza (A-B) viene eseguita da un filtro passa-basso con ingresso e uscita differenziali, costituito da un circuito RC esterno R3C10R4 e un amplificatore interno DA5 con uscita in corrente. L'amplificatore DA5 si accende automaticamente nelle modalità modulazione polare e "Stereo". Costante di tempo tnch = (R3+R4)C10=1,0186 ms. Guadagno dell'amplificatore U1-3/U10-9=4, dove U1-3 e U10-9 sono la tensione sulla corrispondente coppia di pin del microcircuito.

Il rilevatore sincrono di ampiezza converte il tono pilota/sottoportante in una tensione continua e li integra su un condensatore esterno C2 (Fig. 3), filtrando i componenti audio. La tensione CC integrata viene utilizzata per annullare il tono pilota/sottoportante nella catena del segnale quasi a zero utilizzando il feedback negativo. Il segnale di uscita del rilevatore di ampiezza va anche all'ingresso del trigger Schmitt, che, se il livello del segnale è sufficiente, commuta l'intero decoder stereo KR174XA51 dalla modalità “Mono” alla modalità “Stereo”.

L'interruttore del sistema di decodifica è realizzato sulla base di un generatore di frequenze infra-basse con un trigger RS. In assenza di riconoscimento del segnale stereo, il decodificatore stereo passa periodicamente dal funzionamento con modulazione polare (PM) al funzionamento con tono pilota (PT) e viceversa. Dopo che la frequenza del tono pilota/sottoportante è stata catturata e il trigger Schmitt genera il segnale "Stereo", l'oscillatore a frequenza infra-bassa si arresta e il trigger RS ​​mantiene il decodificatore stereo nello standard di decodifica riconosciuto. In questo modo avviene la “sintonizzazione automatica” sul segnale ricevuto.

L'amplificatore di corrente indicatore offre la possibilità di collegare direttamente un LED al decoder stereo, indicando il funzionamento in modalità "Stereo". L'uscita dell'amplificatore - pin 7 - viene utilizzata per controllare la frequenza di oscillazione libera del VCO. Il LED è spento durante l'accordatura del VCO.

Caratteristiche principali a Tam.avg=25+5°С e frequenza di modulazione 1 kHz

La modalità "Stereo" (A+B) è caratterizzata dalla presenza di entrambe le componenti AF nel segnale stereo complesso - sia nel canale A che nel canale B. La registrazione "Stereo" (A+B), A, B significa che , a seconda delle condizioni di misurazione, viene prima applicato al segnale stereo completo del decodificatore stereo e quindi alternativamente azzerato il componente B e poi A, rispettivamente. Nella modalità "Stereo" (A+B), 0 fornisce prima un segnale stereo completo, dopodiché entrambi i componenti vengono ripristinati; la sottoportante rimane.

Tali condizioni di test per i decodificatori stereo sono dettate dalle caratteristiche operative del loop PLL e sono necessarie per garantire una cattura affidabile di un segnale stereo.

Va notato che elettricamente il microcircuito è in grado di sopportare, senza conseguenze negative, una tensione di alimentazione fino a 8 V, una tensione di segnale stereo complessa fino a 0,5 V e una corrente di uscita AF sui canali A e B fino a 5 mA, ma il funzionamento del decoder stereo in questa modalità non è garantito.

Per ridurre al minimo il rumore, soprattutto quando si ricevono stazioni deboli, si consiglia di attivare un filtro passa-basso con una frequenza di taglio di 70...80 kHz all'ingresso del decoder stereo (almeno il più semplice passivo R1C1, mostrato nell'immagine tipico schema di collegamento). I più efficaci sono i filtri attivi passa-basso del 2°-4° ordine. La soppressione del rumore e dei segnali spuri fuori banda consente di impedirne la conversione durante la decodifica nello spettro audio e quindi di avvicinarsi ai massimi parametri di rumore ottenibili.

Poiché la banda di frequenza del CSS è molto più ampia della banda AF (peraltro limitata da un filtro passa-basso con costante di tempo tf = 50 μs, che corrisponde a 3,2 kHz), il CSS che lo accompagna e il rumore vengono decodificati insieme al il segnale stereo risulta essere 10...18 dB più alto rispetto alla ricezione monofonica. Pertanto, quando si ricevono segnali al di sotto del livello al quale il rapporto segnale/rumore iniziale della ricezione mono scende a 48...40 dB, è necessario forzare il decoder stereo a passare alla modalità “Mono” per mantenere un suono accettabile. qualità. Per fare ciò, è necessario utilizzare il segnale indicatore dell'intensità del campo (livello del segnale), disponibile nella maggior parte dei microcircuiti del circuito di ricezione radio.

Quando si utilizza un filtro di ingresso, la separazione dei canali si deteriora tanto più fortemente quanto maggiore è l'irregolarità della risposta in frequenza e il tempo di ritardo del gruppo nella banda CSS da 20 Hz a 53 kHz. Pertanto, quando si lavora con il filtro più semplice R1С1 (Fig. 3), la separazione effettiva dei canali si deteriora a 24 dB per PM e fino a 20 dB per PT. Inoltre, è necessario ridurre al minimo le irregolarità della risposta in frequenza non solo nella parte superiore (frequenza sopratonale), ma anche nelle parti inferiori dello spettro di frequenza. I valori dei condensatori di blocco di ingresso (C4 in Fig. 3) e dei condensatori di blocco (C3) eccessivamente grandi in termini di larghezza di banda sono necessari per garantire un'elevata separazione dei canali.

Il livello del segnale di uscita viene regolato al valore nominale di 200...250 mVeff collegando un resistore aggiuntivo in serie al condensatore C3. In questo caso, il coefficiente di trasferimento dell'amplificatore scalare DA1 (Fig. 2) varia tra 1...5 secondo la formula: Kp=1+20/(5+Radd), dove Radd è la resistenza in kilo- ohm del resistore aggiuntivo.

Gli elementi C8, R5 impostano la frequenza delle oscillazioni libere del VCO del sistema PLL. Con una costante di tempo tf=R5C8=0,94 µs +1% la regolazione della frequenza normalmente non è necessaria. Se la precisione dei valori di questi elementi è peggiore, si consiglia di realizzare il resistore R5 sotto forma di collegamento in serie di un resistore costante con una resistenza di 4,3 kOhm e un resistore alternato con una resistenza di 1 kOhm. Quando si regola la frequenza del VCO, viene controllata la frequenza del segnale sul pin 7 del microcircuito. A questo punto il LED è spento e il pin 8 è collegato al filo comune. La frequenza del segnale controllato dovrebbe essere 62,5 kHz. Il condensatore C9 riduce in qualche modo l'effetto dell'interferenza sulla stabilità della frequenza e sulla distorsione di fase del segnale e può essere eliminato se necessario.

Quando si utilizza una fonte di alimentazione con una tensione diversa da 6 V, si consiglia di regolare il valore del resistore R5 secondo il grafico della dipendenza della deviazione della frequenza del VCO dalla tensione di alimentazione (Fig. 4).

Il valore e il segno della correzione del resistore (in percentuale) devono essere uguali alla deviazione di frequenza (in percentuale) nel punto corrispondente del grafico.

DECODER STEREO DUAL-STANDARD KR174XA51

Il valore richiesto della costante di tempo tph può essere ottenuto con altri valori degli elementi R3, C10, R4. Devi solo supporre che la resistenza totale R3+R4 dovrebbe essere compresa tra 20 e 50 kOhm. Se l'errore tHF è maggiore del 2%, si deteriora la separazione dei canali in modalità modulazione polare con AF inferiore a 1 kHz, che entro certi limiti è soggettivamente impercettibile all'orecchio. La disuguaglianza dei valori di resistenza dei resistori R3, R4 non ha praticamente alcun effetto sui parametri di uscita, che possono essere utilizzati quando si selezionano i valori dalla gamma standard o si regola tHF sulla separazione massima.

Il condensatore C11 imposta l'intervallo di tempo durante il quale viene verificata singolarmente la presenza di un segnale dell'uno o dell'altro standard di codifica. Lo standard di decodifica viene forzato collegando il pin 8 del microcircuito al filo comune per la modulazione polare e al filo di alimentazione positivo per il tono pilota.

Nella modalità di rilevamento del sistema di decodifica automatica, i livelli di tensione alta e bassa su questo pin possono essere utilizzati per indicare il sistema di decodificazione selezionato del segnale ricevuto. Per fare ciò, è necessario garantire un'elevata impedenza di ingresso dell'indicatore - superiore a 1 MOhm.

Il condensatore C2 imposta la costante di tempo di integrazione del rilevatore di ampiezza. Riducendolo può portare ad un deterioramento della separazione dei canali in AF in un sistema con modulazione polare e determinazioni errate del segnale stereo, mentre aumentandolo può portare ad un aumento del tempo di identificazione. Il tempo di identificazione, a sua volta, dovrebbe essere inferiore all'intervallo di tempo assegnato per l'identificazione. Il decodificatore stereo può essere forzato in modalità mono collegando il pin 18 al comune tramite un resistore da 68 kOhm. In pratica è più conveniente implementare questa funzione utilizzando un nodo, il cui schema è mostrato in Fig. 5. Se la tensione di uscita dell'AF è impostata ad un livello superiore a 250 mVeff, il valore del resistore R2 dovrebbe essere ridotto.

Il LED HL1 deve avere una caduta di tensione diretta minima. Qui sono adatti solo i LED rossi con luminosità accettabile con una corrente di 0,5 mA. Altrimenti il ​​LED dovrà essere acceso tramite un amplificatore di corrente buffer secondo il circuito di Fig. 6. Lo stesso stadio buffer può essere utilizzato per generare un segnale logico stereo TTL/CMOS. Viene rimosso dal collettore del transistor VT1 (il resistore R2 deve essere sostituito con un altro con una resistenza di 100 kOhm). La presenza del segnale "Stereo" corrisponde ad un livello logico basso all'uscita dello stadio buffer (al collettore del transistor VT1).

Quando si monta un microcircuito su una scheda, è necessario tenere conto dell'elevata sensibilità del rilevatore di fase alle correnti di dispersione ed evitare di riempire i pin 1 e 2 del microcircuito con il flusso. Buoni risultati a questo riguardo si ottengono utilizzando un anello protettivo costituito da un conduttore stampato collegato al pin 3. L'anello dovrebbe circondare i pin 1 e 2, nonché i pin degli elementi R2, C5, C6 (Fig. 3).

Inoltre, per ridurre al minimo il rumore emesso dal microcircuito, il condensatore del filtro di alimentazione C7 dovrebbe essere posizionato il più vicino possibile ai pin 4 e 15 e agli elementi R5, C8, C9 - ai pin 4, 5 e 6.

Nella fig. La Figura 7 mostra la dipendenza del livello minimo del segnale di uscita al quale il decoder stereo passa alla modalità “Stereo” dalla tensione di alimentazione per entrambi gli standard di decodifica. La caratteristica corrente-tensione di uscita dell'indicatore della modalità "Stereo" (al pin 7 del decodificatore stereo) è mostrata in Fig. 8. Qui, nella sezione Uind = 1,4...2 V, la corrente che scorre in uscita con una frequenza di 62,5/76 kHz ha una forma di impulso vicino a un meandro. Con un ulteriore aumento della tensione dell'indicatore, l'ampiezza degli impulsi di corrente diminuisce e con Uind = 2,2 V o più la corrente dell'indicatore diventa costante e scorrevole.

Le dipendenze del fattore di distorsione non lineare e della corrente consumata dal decodificatore stereo dalla tensione di alimentazione sono presentate in Fig. 9 e 10 rispettivamente.

Autore: S.Alenin, Mosca

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