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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Registratore a cassette a quattro canali. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Audio In un moderno studio portatile, per eseguire la registrazione del suono primario, deve essere presente un registratore, le cui funzioni possono essere eseguite da un registratore a cassette analogico multicanale. Gli autori hanno tentato di creare un semplice dispositivo a quattro canali. La sua caratteristica è l'adattabilità del percorso di registrazione allo spettro del segnale; di conseguenza, la capacità di sovraccarico del percorso nella gamma delle frequenze audio elevate è stata notevolmente aumentata. La successiva elaborazione del segnale utilizzando programmi di riduzione del rumore del computer consente di ottenere un rapporto segnale-rumore di 75...80 dB senza comprimere il fonogramma. L'elevata stabilità del movimento del nastro magnetico è assicurata da uno stabilizzatore di velocità con oscillatore al quarzo. Il design dei componenti descritti nell'articolo è destinato alla produzione di un registratore basato sul Mayak MP-249S CVL. Un tale dispositivo, insieme a una console di missaggio portatile, sarà abbastanza adatto per registrare concerti "dal vivo" di ensemble musicali e gruppi corali esistenti in molte città e diventerà un'utile aggiunta all'attrezzatura degli studi musicali amatoriali. I metodi digitali di riproduzione del suono si sono affermati saldamente nella nostra vita quotidiana. Questo non si può dire dei dispositivi di registrazione digitale: registratori R-DAT e registratori CD. Questi dispositivi sono ancora meno accessibili a una vasta gamma di appassionati di registrazione del suono. Uno dei principali svantaggi dei dispositivi citati è l'impossibilità di registrare più di due canali in alta qualità. L'opzione di registrazione a quattro canali di alcuni registratori DAT utilizza una frequenza di campionamento di soli 32 kHz e una scala di quantizzazione non uniforme a 12 bit, che non è conforme allo standard Hi-Fi (DIN 45500). Allo stesso tempo, la maggior parte delle console di missaggio dispone di un'uscita a quattro canali e durante la registrazione, ad esempio, di musica "dal vivo", la registrazione multicanale offre ulteriori opportunità per migliorare significativamente la colonna sonora stereo finale grazie all'elaborazione separata dei segnali nei canali. Esistono sistemi di registrazione multitraccia digitale, dall'AKAI DR-8 a otto canali ($ 2430) al Tascam MX-24 a 2424 canali ($ 6290), ma comprensibilmente non sono disponibili per molti. Allo stesso tempo, le possibilità della registrazione audio multicanale analogica sono tutt’altro che esaurite. Ciò è dimostrato dalla continua produzione di registratori analogici a bobina da studio: A-820 di STUDER (Svizzera) e MTR-15 di ATARI (Giappone). Si tratta di registratori a multivelocità, complessi e costosi, ma hanno anche elevate caratteristiche tecniche: una banda di frequenza di 40...28000 Hz con un rapporto segnale-rumore di 75...78 dB. È disponibile anche il Fostex X-34 PortaStudio ($ 550), che fornisce la registrazione a quattro canali su una cassetta compatta. I principali svantaggi della registrazione audio analogica sono l'insufficiente rapporto segnale-rumore: 50...56 dB (non pesato, su nastro IEC-1), nonché la diminuzione dell'uscita del nastro magnetico e grandi distorsioni non lineari durante la registrazione a frequenze sopra 6...8 kHz. Un aumento del rapporto segnale-rumore di 10...15 dB è garantito da diversi sistemi di riduzione del rumore companding: Dolby A, B, C, dbx, Hicom, Super D, ecc. Un'alternativa al companding è ora diventata il utilizzo di moderni algoritmi di riduzione del rumore del computer disponibili negli editor audio Sound Forge, Cool Edit, ecc. Questi algoritmi utilizzano FFT e implementano la riduzione del rumore non in due o quattro bande di frequenza, ma in diverse centinaia o migliaia (impostate dall'utente) con determinazione preliminare delle soglie di riduzione del rumore in ciascuna delle bande di frequenza. Questa elaborazione del fonogramma consente di migliorare il rapporto segnale-rumore di 15...20 dB e il rapporto segnale-interferenza regolare di 40...50 dB. I tentativi di migliorare la registrazione analogica ad alta frequenza con la magnetizzazione sono stati fatti in vari modi. Ciò include la limitazione della profondità della correzione HF durante la registrazione di segnali ad alta frequenza di alto livello (dispositivi ADRS di Akai e DYNEQ di Tandberg) e l'uso del bias dinamico. Di particolare interesse è l'articolo di O. Zaitsev [1], che propone una combinazione dei metodi sopra indicati per un registratore a bobina funzionante ad una velocità del nastro di 9,53 cm/s. Questo articolo presenta i componenti principali di un registratore a cassette a quattro canali: un registratore per la registrazione di musica "dal vivo" ad una velocità di 4,76 cm/s. L'aumento dell'uscita del nastro magnetico e la riduzione della non linearità del percorso di registrazione alle alte frequenze si ottengono adattando la profondità della correzione ad alta frequenza nell'amplificatore di registrazione (RA) e la corrente di polarizzazione ad alta frequenza. Per risparmiare spazio, l'articolo mostra diagrammi schematici di un solo canale di registrazione e riproduzione (il resto è identico) e circuiti stampati per due canali, che è associato all'uso del microcircuito K157UD2. La versione a quattro canali del registratore UV e ad ultrasuoni richiederà un doppio set di circuiti stampati. Il generatore di cancellazione e polarizzazione (EBG) fornisce quattro canali di registrazione. Per ridurre la corrente di polarizzazione (quando si utilizzano nastri magnetici IEC-1), la tensione di alimentazione viene solitamente ridotta. Ciò porta al deterioramento della cancellazione e al cambiamento della frequenza del GPS, che comporta un'interruzione del funzionamento dei filtri di reiezione delle oscillazioni con la frequenza di polarizzazione. Abbiamo sviluppato un GSP su un risonatore al quarzo (orologio) con un moltiplicatore di frequenza per tre (frcn = 98,3 kHz), funzionante con una tensione di alimentazione costante. Il modulatore di polarizzazione ad alta frequenza è realizzato sulla base di un circuito oscillatorio parallelo con fattore di qualità variabile. Le oscillazioni dell'oscillatore al quarzo dopo un'adeguata divisione di frequenza vengono utilizzate anche nel blocco PLL digitale per stabilizzare la velocità di rotazione dell'albero motore CVL, che viene utilizzato come motore CC commutatore con una dinamo tachimetrica (dal videoregistratore Electronics VM-12). Uno schema funzionale dei componenti principali di un registratore a cassette in una versione a due canali (stereo) è mostrato in Fig. 1.
Il blocco di testine universali BG1 è collegato tramite l'interruttore SA1 ad un amplificatore di riproduzione a due canali o ad un amplificatore di registrazione. Gli amplificatori di riproduzione forniscono la commutazione elettronica delle costanti di tempo di 120 e 70 μs (per nastri basati su Fe2 o Cr03) e il blocco dell'uscita in tutte le modalità operative del CVL, tranne la riproduzione. Le modalità operative dei blocchi sono controllate dai livelli di tensione logici di 02 e +0 V, forniti ai tasti corrispondenti. Per semplificare lo schema non sono rappresentati il dispositivo di controllo e l'alimentazione. La loro struttura dipende dal tipo di CVL utilizzato e dai requisiti del registratore. All'ingresso del canale di registrazione è installato un filtro passa-basso con una frequenza di taglio di 20...22 kHz. Dall'uscita, il segnale ultrasonico viene fornito ai rilevatori di ampiezza AD1, AD2 e attraverso il filtro a spina LfSf, sintonizzato sulla frequenza del bias ad alta frequenza (HFB), alla testina di registrazione. Il modulatore di tensione VChP è collegato alla testa universale tramite un condensatore di sintonia Sp. La tensione di uscita AD1 controlla il modulatore Mod 1 VChP: con un aumento del livello e della frequenza dei componenti ad alta frequenza nel segnale registrato (7...20 kHz), la tensione VChP all'uscita del modulatore diminuisce. La tensione dall'uscita di AD2 viene fornita all'unità di adattamento della profondità di correzione ad alta frequenza (collegamento LkCkRkVT1), che riduce la profondità di correzione ad alta frequenza all'aumentare del livello di registrazione e della frequenza del segnale. L'SPG è concepito come generatore con eccitazione esterna ed è costituito da un moltiplicatore di frequenza per tre e da un amplificatore di potenza, il cui carico è la testina di cancellazione BS1. L'ingresso del moltiplicatore riceve oscillazioni ad onda quadra con una frequenza di 32,768 kHz da un oscillatore al quarzo situato nel blocco PLL digitale del motore CVL. La testina di cancellazione è inclusa nel circuito oscillante all'uscita del PA, da cui viene fornita la tensione di cancellazione ai modulatori Mod 1 e Mod 2 dei canali di registrazione (nella versione a quattro canali e ai modulatori dei canali 3, 4). Il blocco stabilizzatore di velocità per il motore di guida, realizzato sulla base di un PLL digitale, comprende un auto-oscillatore al quarzo con una frequenza di 32768 Hz, due divisori di frequenza (FC), un rilevatore di fase di frequenza PFD, un filtro PIF ad integrazione proporzionale , un motore collettore UPC con amplificatore CC con una dinamo tachimetrica TG e un amplificatore-limitatore UO. La stabilizzazione della velocità del motore viene effettuata grazie al feedback dei segnali del TG. La tensione sinusoidale dall'uscita del motore TG nell'amplificatore limitatore viene convertita in una sequenza di impulsi rettangolari che, dopo aver diviso per frequenza in DC2, vengono confrontati in frequenza e fase nel PFD con gli impulsi di un oscillatore al quarzo attraversato DC1. Il segnale di errore proveniente dall'uscita del circuito di integrazione proporzionale viene amplificato nell'UPT e fornito al motore elettrico; di conseguenza, la velocità di rotazione dell'albero cambia finché la frequenza e la fase delle sequenze di impulsi sugli ingressi del PFD coincidono. Questa costruzione del blocco consente di ottenere un'elevata stabilità della velocità media del nastro (non inferiore a ±0,05%) e di garantire un coefficiente minimo di fluttuazione nella velocità di rotazione del cabestano, che dipende solo dalla fabbricazione precisione delle parti rotanti. Il diagramma schematico dell'amplificatore di riproduzione (RA) è mostrato in Fig. 2. Di seguito viene descritto lo schema di un canale SW; altri canali sono disposti in modo simile. In modalità di riproduzione, il segnale dalla testa universale BG1.1 attraverso i contatti del connettore X2 e del relè K1 viene fornito alla base di un amplificatore a basso rumore realizzato sul transistor VT4. Comune a entrambi i canali sono l'unità di controllo relè K1, K2, realizzata sui transistor VT1 - VT3, uno stabilizzatore parametrico di tensione -2,2 V su VD3, HL1, R12, C4 e gli stabilizzatori di tensione ±9,5 V dell'alimentazione op-amp, realizzati rispettivamente sugli elementi VT5, VD5, R24 e VT8, VD4, R28.
Per ridurre il rumore a bassa frequenza, viene utilizzata una connessione diretta della testa alla base del transistor dell'amplificatore a basso rumore. La stabilizzazione della corrente dell'emettitore VT4 viene effettuata utilizzando un resistore R10 collegato a uno stabilizzatore - 2,2 V. La correzione ad alta frequenza nell'HF si ottiene grazie alla risonanza in un circuito oscillatorio parallelo formato dall'induttanza della testa BG1.1 e dal condensatore C1. Il circuito è sintonizzato sulla frequenza limite superiore del registratore 18...20 kHz e il resistore R7 fornisce il fattore di qualità richiesto. Il condensatore C3 riduce il livello di rumore ad alta frequenza che raggiunge l'ingresso del palco. Il resistore R13 regola il guadagno della cascata, modificando la profondità del feedback attraverso gli elementi C6, R11, R13 per impostare il livello nominale della tensione di uscita HC. Gli elementi C2, R8 filtrano inoltre la potenza nel circuito del collettore VT4. Dal resistore R9, il segnale amplificato attraverso il condensatore C5, il resistore R14 viene fornito all'ingresso non invertente dell'amplificatore operazionale DA1.1. Il circuito oscillante in serie C7L1 è sintonizzato sulla frequenza di polarizzazione ed è un filtro notch. Questo circuito è necessario per il funzionamento simultaneo dell'onda d'urto e del canale di registrazione nella modalità di duplicazione nei registratori con due CVL. Quando si utilizza un CVL, gli elementi del profilo non vengono installati. L'amplificatore operazionale DA1 è coperto da feedback di corrente continua attraverso il resistore R18. Per la corrente alternata, l'OOS dipendente dalla frequenza, che costituisce la necessaria correzione della risposta in frequenza, opera attraverso il divisore R20R21 e il circuito R19C11R17R16C8. L'interruttore a transistor VT7 collega il circuito R23C14, fornendo al nastro Fe203 una variazione della costante di tempo del circuito di correzione da 70 a 120 μs. Il condensatore C9 impedisce l'eccitazione dell'amplificatore alle frequenze ultrasoniche. Il segnale dal pin 13 dell'amplificatore operazionale attraverso i resistori R22, R25 (con la chiave chiusa su VT6) viene inviato all'uscita. Il transistor VT6 è aperto in tutte le modalità di funzionamento del CVL, eccetto la modalità di riproduzione, e blocca il passaggio di interferenze di commutazione e altri rumori all'uscita del registratore. Un diagramma schematico di un canale di registrazione è mostrato in fig. 3.
Il segnale di ingresso attraverso il condensatore C1 viene fornito alla base dell'emettitore sul transistor VT1 e quindi ad un filtro passa-basso attivo con approssimazione della risposta in frequenza di Zolotarev-Kauer [2], assemblato sugli elementi R4, R5, R7, C4 - C6 e VT2. La frequenza di taglio viene scelta su 20 kHz, la pendenza della risposta in frequenza nella banda di soppressione è di circa 30 dB per ottava. Il divisore R1R2 fornisce una tensione basata su VT1, alla quale la tensione di polarizzazione sull'ingresso non invertente dell'amplificatore operazionale DA1.1 è vicina allo zero. Il filtro passa-basso sopprime i componenti ultrasonici del segnale di ingresso che creano battiti udibili con le vibrazioni GPS. Tali componenti esistono nel segnale alle uscite di un sintonizzatore stereo (sotto forma di oscillazioni della frequenza della sottoportante 31,25 o 38 kHz e relative armoniche), nonché di un lettore CD (come impulsi della frequenza di campionamento di 44,1 kHz e relative armoniche ). L'amplificatore di registrazione è assemblato su un amplificatore operazionale K157UD2, il cui circuito di feedback comprende elementi di correzione a bassa frequenza R10, R13, C10, C7, R8 ed elementi di correzione adattiva ad alta frequenza C8, L1, R9, VT3. La profondità della correzione RF è determinata dalla resistenza totale del resistore R9 e dalla resistenza di uscita dello stadio a transistor su VT3. A bassi livelli di segnale di ingresso, il transistor VT3 è vicino alla saturazione a causa della corrente di base che scorre attraverso i resistori R12, R27 e R25. Il fattore di qualità del circuito C8L1 è massimo, la profondità della correzione HF raggiunge i 14 dB. L'uscita dell'amplificatore di registrazione (pin 13 DA1) è collegata tramite un filtro passa-basso R16C12, un condensatore di isolamento C17, una spina del filtro di tensione di polarizzazione C20L2, un resistore R31 che stabilizza la corrente di registrazione, al connettore X4, da cui il segnale viene alimentato al connettore X1 (vedi Fig. 2 ) e poi attraverso X2 alla testa universale BG1. Inoltre, il divisore di segnale R17R21C13, fornito all'indicatore del livello di registrazione, nonché l'ingresso del rilevatore sugli elementi C15, VD1, R23, VT7, R26, C19, che controlla il modulatore di polarizzazione ad alta frequenza e il circuito di ingresso C11, R14 dell'inverter sul transistor VT4 sono collegati all'uscita a ultrasuoni. Il resistore R26 fornisce la polarizzazione iniziale del diodo VD1 e della giunzione emettitore-base VT7, aumentando la linearità della porzione iniziale della caratteristica di rilevamento. In assenza di componenti RF nel segnale di ingresso del rilevatore, la tensione sul terminale superiore del condensatore del rilevatore C19 nel circuito è +1 V. Il rilevatore, che controlla la profondità della correzione RF durante la registrazione tramite transistor VT3, è realizzato secondo un circuito a onda intera sotto forma di due rilevatori di emettitore C14R19VT5 e C16R22VT6 collegati in parallelo all'uscita, i cui ingressi sono forniti con antifase tensioni. Il carico del rilevatore è costituito dagli elementi R25 e C18. Il resistore R24 limita la corrente di scarica di picco del condensatore C18. Il resistore R27 crea la polarizzazione iniziale delle transizioni emettitore-base dei transistor VT5, VT6. Il collegamento in parallelo di questi rilevatori raddoppia la frequenza di ripple dell'inviluppo e riduce la distorsione del segnale controllato a causa dell'assenza di armoniche uniformi. All'aumentare del livello e della frequenza del segnale, la tensione sul condensatore C18 del rilevatore cambia da +0,9 V a -2 V, provocando la chiusura del transistor VT3 e riducendo la profondità della correzione RF. Il modulatore della tensione di polarizzazione è realizzato sulla base di un circuito oscillatorio parallelo C22L3R32 con un fattore di qualità regolato modificando la resistenza media delle perdite del circuito da parte del transistor modulatore VT8. È noto che alla frequenza di risonanza la resistenza degli elementi reattivi del circuito è Q volte (Q è il fattore di qualità del circuito) maggiore della resistenza in serie delle perdite. Il ruolo della resistenza alla perdita è svolto dagli elementi collegati in parallelo R32, VD2 e dalla resistenza collettore-emettitore del transistor VT8. Poiché la corrente che scorre nel ramo induttivo del circuito è la stessa per induttanza e resistenza di perdita equivalente, le cadute di tensione su questi elementi sono proporzionali alle loro resistenze. Quindi, con il fattore di qualità del circuito QE = 10 e l'ampiezza della tensione sul circuito, ad esempio 50 V, l'ampiezza della tensione sulla resistenza di perdita sarà solo 5 V e un transistor a bassa tensione a bassa potenza può essere utilizzato per modificare il fattore di qualità del circuito. Per impedire l'apertura a semionde negative della tensione attraverso il resistore R32 della giunzione base-collettore del transistor VT8, viene utilizzato il diodo VD2. Pertanto, la modifica del fattore di qualità del circuito oscillatorio viene effettuata modificando la resistenza di uscita del modulatore a transistor VT8 a semicicli positivi della tensione sul suo collettore. È noto che la resistenza di risonanza equivalente di un circuito parallelo (a f = fo) si calcola con la formula Rð = QеVL3/C22 e quando cambia il valore di Qe, cambierà anche lui. Considerando che la tensione dal GPS viene fornita al circuito descritto tramite il condensatore C23, otteniamo un partitore di tensione in cui il ruolo del braccio inferiore è svolto da un circuito oscillatorio parallelo L3C22 con elementi R32, VD2, VT8 con fattore di qualità variabile. Questo modula la tensione di polarizzazione. A bassi livelli di componenti RF del segnale all'uscita dell'amplificatore di registrazione, la tensione di +1 V sull'emettitore VT7 del rilevatore satura il transistor VT28 attraverso il resistore R8. In questo caso, la resistenza alla perdita del circuito è minima e la tensione di polarizzazione sul circuito L3C22 è massima. Attraverso il condensatore C21 entra nel circuito della testa universale. All'aumentare del livello dei componenti HF e (o) della loro frequenza, la tensione al terminale superiore del condensatore C19 nel circuito diminuisce, la resistenza di uscita del transistor VT8 aumenta (con semionde di tensione positive sul collettore). In questo caso, la resistenza media delle perdite del circuito nel periodo aumenta e il suo fattore di qualità e la resistenza di risonanza equivalente diminuiscono. Di conseguenza, la tensione di polarizzazione sul circuito L3C22 diminuisce. Gli elementi R28, R29, R30 garantiscono la linearità delle caratteristiche di modulazione del modulatore su VT8 quando la tensione sul circuito diminuisce a 1/3 del massimo. I vantaggi del modulatore proposto sono l'elevata linearità di controllo, il filtraggio aggiuntivo della tensione di polarizzazione, la semplicità, la capacità di modulare la tensione di polarizzazione con un'ampiezza fino a 100 V quando si utilizzano transistor a bassa potenza a bassa tensione (lк max<100 MA, Uке max<20...30 V), ad esempio KT315B . Gli svantaggi includono la presenza dell'induttanza L3 e la necessità di sintonizzare il circuito L3C22 sulla frequenza GPS. Un diagramma schematico del generatore di cancellazione e bias è mostrato in fig. quattro.
Onde quadre con un duty cycle di 2 e una frequenza di 32,768 kHz vengono fornite attraverso il circuito C1R1 dall'oscillatore al quarzo del blocco PLL digitale del motore principale all'ingresso del circuito oscillatorio C2L1. Per moltiplicare la frequenza viene utilizzata la terza armonica di tensione della forma “meandro”, sulla cui frequenza è sintonizzato il circuito. Gli elementi R2, VD1, C3 forniscono la modalità operativa necessaria delle successive cascate GSP e la loro stabilizzazione della temperatura. L'inseguitore di emettitore sul transistor VT1 abbina l'elevata impedenza di risonanza del circuito moltiplicatore L1C2 con l'impedenza di ingresso dell'amplificatore di potenza. Il GPS si accende applicando una tensione di +5 V al punto di connessione degli elementi R2, R3, C4. L'amplificatore di potenza GSP è costituito da un inseguitore di emettitore sul transistor VT2 e un amplificatore risonante su VT3, realizzato secondo un circuito di emettitore comune con inclusione incompleta del circuito oscillatorio C6C7L2BS1 nel circuito del collettore. Il resistore R4 viene utilizzato per impostare la modalità operativa critica del generatore con un angolo di interruzione della corrente del collettore vicino a 90 gradi. Il ruolo dell'induttanza del circuito oscillatorio è svolto dall'induttore L2 e dalla testina di cancellazione BS1, la cui induttanza è di circa 360 μH. Il condensatore C7 viene utilizzato per sintonizzare con precisione il circuito del generatore su una frequenza di 98,3 kHz. Il resistore R7 serve per misurare la corrente dell'emettitore (quasi uguale alla corrente del collettore) e, essendo un elemento del circuito OOS, aumenta leggermente la resistenza di ingresso dello stadio finale e ne stabilizza ulteriormente la modalità. Gli elementi C8, L3, C9 formano un filtro oscillante con la frequenza GPS lungo il circuito di alimentazione. L'interruttore SA1 con il resistore R8 modifica la tensione (e la corrente) di cancellazione e polarizzazione per diversi tipi di nastri - con livelli di polarizzazione normali (“Fe203”) e alti (“Cr02”). Inserendo in modo incompleto il circuito oscillante (fattore di commutazione p = 0,22), si ottiene un'oscillazione di tensione sul condensatore C6 di almeno 85 V con una tensione di alimentazione sul condensatore C8 di 12 V (per un nastro con un livello di magnetizzazione normale, commutare SA1 è aperto) e circa 110 V con contatti chiusi. Se necessario, questa tensione può essere aumentata riducendo l'induttanza dell'induttore L2. La tensione dai condensatori C6, C7 del circuito viene fornita ai modulatori di tensione di polarizzazione che fanno parte dei canali di registrazione (vedere Fig. 1 e 3). Diagramma schematico del blocco PLL digitale Il motore principale del CVL è mostrato in Fig. 5. È realizzato secondo lo schema funzionale (vedi Fig. 1). Sui transistor VT1, VT2 e un risonatore "orologio" al quarzo ZQ1 (FKB = 32768 Hz) viene realizzato un generatore di frequenza di riferimento, le cui oscillazioni dal resistore R7 vengono fornite all'unità GPS e all'ingresso del divisore di frequenza DC1 (ingresso CN1DD1). È realizzato su microcircuiti digitali DD1, DD2 e un elemento “AND” sui diodi VD1-VD4, che impostano il rapporto di divisione, nonché sugli elementi R14, R15, C9.
Poiché il coefficiente di divisione della frequenza N1 indicato sullo schema di collegamento del diodo è 202. Quando il contenuto del contatore su DD1 raggiunge il valore 202 = 2+8+64+128, ai pin 12, 14, 5 apparirà “6” logico, 1 del microcircuito DD1, i diodi VD1- VD4 si chiuderanno e l'impulso di ripristino attraverso il circuito integratore R14C9 ripristinerà i contatori DD1, DD2.1 sull'ingresso R al loro stato originale. Installando diodi aggiuntivi sulle uscite DD1, DD2, qualsiasi valore del coefficiente N1 da 2 a 511 può essere inserito utilizzando un codice binario. Gli impulsi con una frequenza di confronto di 32768/202 = 162,2 Hz dal pin 11 di DD2 vengono forniti all'ingresso C del primo trigger del chip DD3, su cui è assemblato il rilevatore di fase-frequenza. Il secondo ingresso FD è l'ingresso C del trigger inferiore dello stesso circuito DD3, che riceve impulsi dal secondo divisore di frequenza FD2, realizzato sull'altra metà del contatore DD2 (uscita - pin 5 di DD2). Il coefficiente di divisione della frequenza è selezionato N2 = 8. L'ingresso di DC2 (pin 1 di DD2) riceve impulsi dall'uscita di un amplificatore limitatore assemblato sui transistor VT3, VT4. All'ingresso della centralina è presente una tensione sinusoidale proveniente dalla dinamo tachimetrica del motore elettrico DPLT, la cui frequenza è correlata alla velocità del motore dal rapporto ftg = 38fdv. Quando il PLL funziona in modalità cattura, le frequenze delle sequenze di impulsi sugli ingressi PFD sono uguali, vale a dire fqv/N1 = ftrg/N2 = 38fmot/N2 = 162 Hz. Gli ingressi di reset R DD3 ricevono impulsi dalle uscite dirette dei trigger attraverso l'elemento “AND” sui diodi VD5 e VD6. L'uscita inversa del trigger superiore (pin 2) è collegata tramite un partitore resistivo R20R21 all'ingresso dell'interruttore su VT8 e l'uscita diretta del trigger inferiore (pin 13) attraverso il divisore R22R23 è collegata all'ingresso del accendere VT9. La tensione di uscita del PFD dal punto di connessione dei resistori limitatori di corrente R24, R25 viene fornita al filtro di integrazione proporzionale R26C14R29C15, dalla cui uscita la tensione livellata attraverso due follower di emettitore (VT10, VT5) viene fornita a un'alimentazione amplificatore che utilizza transistor VT6, VT7. Il carico VT6 è un motore CC a commutatore del tipo DPLT con dinamo tachimetrica, utilizzato nel videoregistratore Elektronika VM-12. Il transistor VT7 con resistenza R19 smorza il motore e riduce il tempo dei processi transitori, induttanze L1, L2 insieme ai condensatori C12. C13 riduce il rumore di commutazione del collettore. La costruzione descritta del blocco PLL consente di modificare la velocità di rotazione dell'albero motore esattamente due volte semplicemente scambiando i pin DD2. Pertanto, quando si collega il pin 11 di DD3 al pin 4 di DD2, la velocità di rotazione (e la velocità della cinghia) viene dimezzata e quando si utilizza il pin 6 di DD2, la velocità di rotazione del motore CVL viene raddoppiata. Presentiamo il metodo per calcolare il coefficiente di divisione N1 utilizzando l'esempio dell'LPM del registratore a cassette Mayak M-249S-1. Dati iniziali: diametro argano dT = 3 mm, diametro volano dM = 91,2 mm, diametro puleggia motore dsh = 13,5 mm, velocità cinghia \/l = 47,625 mm/s. Per il caso di mancato scorrimento del nastro è stata ricavata una formula di calcolo che mette in relazione i parametri sopra indicati:
Arrotondiamo il valore risultante all'intero più vicino N1 = 202, mentre la velocità di rotazione del motore sarà superiore a quella nominale di (202,084/202 -1) · 100% = 0,041%, il che è abbastanza accettabile. Le frequenze di oscillazione in vari punti del blocco PLL sono le seguenti: fkv = 32768 Hz, ftg = N2fkv/N1 = 1297,7 Hz, fav = fkv/N1 = 162,2 Hz, fdv = ftg /38 = 34,151 Hz, p = f 60 = 2049 giri/min. Per n = 2049 giri/min, la tensione che alimenta il motore DPLT al minimo è Umot = 5,6...5,8 V. Il calcolo del coefficiente N1 può essere eseguito per altri parametri del CVL, e il valore trovato di N1 viene quindi digitato in codice binario utilizzando diodi sulle uscite dei contatori DD1 e DD2 (vedere Fig. 5, designazioni dei coefficienti in DD1 e DD2). Costruzione e dettagli. I blocchi del registratore a cassette sono realizzati su circuiti stampati in laminato di fibra di vetro su un solo lato con uno spessore di 1,5 mm. Nella fig. 6 mostra la scheda del canale di registrazione,
in fig. 7 - Consiglio SPG (fare clic per ingrandire),
nella fig. 8 - scheda canale di riproduzione,
nella fig. 9 - scheda blocco PLL digitale del motore LPM (clicca per ingrandire).
A causa dell'elevata densità di installazione e della disposizione unilaterale dei conduttori stampati, alcuni collegamenti (principalmente il circuito di alimentazione) vengono realizzati con ponticelli saldati sul lato dei conduttori stampati. I blocchi utilizzano resistori permanenti MLT-0,125, resistori di sintonizzazione SPZ-1 (canale di riproduzione), SP5-16 (GSP). La deviazione dalle valutazioni della maggior parte degli elementi indicati nel diagramma non deve superare il ±10%. Per i resistori R17, R19, R20, R21, R23 nei canali di riproduzione, nonché R4, R5, R7 nei canali di registrazione, la deviazione è consentita non superiore a ±5%. I resistori sul circuito stampato del percorso di registrazione sono installati perpendicolarmente e i resistori senza piombo R24 (R24') sono posizionati sul lato dei conduttori stampati. Condensatori di filtri e circuiti di correzione C11, C14 (nei canali di riproduzione) e C4, C6, C8 (nei canali di registrazione) - serie K73-17 con una deviazione non superiore a ±5%. I condensatori C6 (K31 -10), C7 nel GSP e C20-C22 nei canali di registrazione devono avere una tensione operativa di almeno 100 V. Condensatori all'ossido - K50-16 o K50-35, condensatore C14 nel blocco PLL - K53 -4, il resto - dalla serie KTM, KM. Gli induttori L2 nei canali di registrazione, così come L1 nel GSP, contengono ciascuno 80 spire di filo PELSHO 0,12 e sono collocati in nuclei magnetici di ferrite corazzata OB-14, le cui coppe sono incollate con uno spazio formato da due strati di tracciamento carta. Le bobine L1 nei canali di riproduzione hanno 185 spire ciascuna, e L1 nei canali di registrazione hanno 130 spire dello stesso filo e sono posizionate negli stessi circuiti magnetici. Le bobine L3 nei canali di registrazione sono posizionate nel circuito magnetico OB-19 e contengono 80 spire di filo PELSHO 0,22. Le coppe del circuito magnetico sono incollate con uno spazio simile. Prima di incollare le bobine, è consigliabile misurarne l'induttanza (a frequenze corrispondenti a quelle di funzionamento) e, se necessario, regolare il numero di spire. Le induttanze DPM-2 sono state utilizzate come L3, L0,1 (GSP) e gli induttori di tipo DM-1 sono stati utilizzati come L0,6 (nel blocco PLL). Le bobine del filtro L2 (blocco PLL) sono avvolte su un anello di ferrite K16x10x4,5 grado 2000NM con filo PELSHO 0,22 piegato a metà e contengono 2x80 spire. L'entità di questa induttanza non è critica. Gli elementi filtranti C12, L2, C13 (blocco PLL) sono posizionati vicino al motore su un piccolo circuito stampato. I transistor KT3102E (VT4 nei canali di registrazione) possono essere sostituiti con KT3102D, preferibilmente in custodie metalliche. Altri transistor possono essere utilizzati con altri indici di lettere. Invece dei diodi della serie KD522, vengono utilizzati i diodi KD521A e invece dei microcircuiti della serie K561 - KR1561. Come testina universale nella versione a due canali (stereo), è stata utilizzata una ZD24.12002, in una versione a quattro canali - un'unità a quattro tracce 7N10S (BB45), una testina di cancellazione tipo ZS12.4210 del registratore a cassette Mayak . A causa dell'assenza di testine di cancellazione per l'intera larghezza (3,81 mm) del nastro, la registrazione a quattro canali dovrebbe essere effettuata su una cassetta compatta precedentemente smagnetizzata (ad esempio mediante uno starter). I relè RES-1 sono stati utilizzati come interruttori K2, K49. Naturalmente la produzione e l'installazione dei componenti del registratore sono possibili per radioamatori addestrati che dispongono di strumenti di misura: un generatore di oscillazioni a bassa frequenza (con una frequenza di 20 Hz...200 kHz), un oscilloscopio elettronico con una gamma di frequenze di 0...1 MHz, un millivoltmetro (con limite di 1 mV...1 V) e un frequenzimetro elettronico (gamma di frequenza 20Hz...200kHz). Istituzione iniziare con il blocco PLL digitale del motore CVL principale. Al blocco assemblato sono collegati il filtro C12L2C13 e il circuito commutatore del motore elettrico. L'avvolgimento della dinamo tachimetrica è collegato con un terminale al filo comune e l'altro al terminale sinistro del condensatore C13 secondo lo schema. Il resistore R27 viene temporaneamente dissaldato e il resistore R26 viene sostituito con uno variabile con una resistenza massima di 300...500 kOhm. L'unità è alimentata con una tensione di alimentazione di +15 V. Utilizzando un oscilloscopio verificare la presenza di oscillazioni dell'oscillatore al quarzo (sul collettore VT2). Se sono assenti ridurre la resistenza del resistore R2 fino ad ottenere oscillazioni stabili. Se non si notano oscillazioni quando la resistenza è prossima allo zero, sostituire il risuonatore al quarzo. Per controllare la frequenza di oscillazione viene utilizzato un frequenzimetro, che dovrebbe essere compreso tra 32768±20 Hz. Utilizzando un oscilloscopio e un frequenzimetro, verificare la presenza di impulsi rettangolari e la loro frequenza all'uscita del primo divisore di frequenza (pin 3 di DD3). L'ampiezza dell'impulso è di circa 10 V, la frequenza è 162,2±0,1 Hz. Riducendo la resistenza del resistore variabile incluso al posto di R26, la tensione sul motore aumenta a 5,6...5,8 V. Si consiglia di installare il motore nell'LPM e di mettere una cinghia sulla sua puleggia. La regolazione iniziale si effettua con il CVL al minimo (la cassetta non è inserita, il rullo pressore non tocca il cabestano). Mediante oscilloscopio si verifica all'uscita della dinamo tachimetrica la presenza di oscillazioni sinusoidali con oscillazione di circa 0,5 V e impulsi rettangolari di ampiezza 9...10 V sul collettore VT4. Regolando il resistore variabile, si ottiene una frequenza di ripetizione degli impulsi di 1298 Hz, mentre all'uscita del secondo divisore di frequenza (pin 5 di DD2) la frequenza degli impulsi dovrebbe essere pari a 162,2 Hz. Quindi spegnere l'unità, dissaldare il resistore variabile, misurare la sua resistenza con un dispositivo digitale e saldare un resistore costante del valore più vicino al posto di R26. Installare la resistenza R27 precedentemente rimossa e accendere l'alimentazione. Il motore elettrico deve avere una velocità di rotazione dell'albero di 2049 giri al minuto, mentre la frequenza degli impulsi ai pin 3 e 11 del DD3 deve essere pari a 162,2 Hz, che non cambia quando si frena il volano con un dito. Con l'aumento del carico, la tensione sul motore e il consumo di corrente dovrebbero aumentare solo da 60...70 mA (al minimo) a 300...350 mA mantenendo la velocità di rotazione indicata. La regolazione finale del blocco viene effettuata riproducendo la registrazione del nastro di misurazione (parte “D”). La frequenza del segnale all'uscita del canale di riproduzione deve essere compresa tra 3150±20 Hz (±0,6%). Se il valore di frequenza ottenuto non corrisponde al valore nominale, è necessario calcolare un nuovo fattore di divisione N, impostarlo utilizzando i diodi VD1 - VD5 e misurare nuovamente la frequenza del segnale dal nastro di misurazione. Impostazione GPS prodotti nel seguente ordine. L'interruttore SA1 è aperto. La base del transistor VT2 è collegata al filo comune tramite un condensatore con una capacità di 0,01 μF e viene impostata la resistenza massima del resistore variabile R4. All'ingresso del blocco è collegato un generatore di misura, sul quale il valore effettivo della tensione è impostato su 1 V e la frequenza è 98,304 kHz (monitorata con un frequenzimetro). Collegare l'ingresso Y dell'oscilloscopio all'emettitore del transistor VT1. La modalità di registrazione viene attivata applicando la tensione di alimentazione e di controllo e, utilizzando il trimmer della bobina L1, il circuito L1C2 viene sintonizzato sulla risonanza (in base all'oscillazione massima del segnale). Se è impossibile regolare il circuito utilizzando un trimmer, è possibile modificare la capacità del condensatore C2. Al termine della regolazione accertarsi che sia corretta regolando la frequenza del generatore. L'oscillazione del segnale sull'emettitore di VT1 dovrebbe diminuire sia all'aumentare che al diminuire della frequenza. Il tagliabordi L1 viene fissato con colla a caldo. Successivamente, scollegare l'uscita del condensatore da 0,01 μF dal filo comune e collegarlo all'uscita del generatore di misurazione, su cui l'oscillazione del segnale è impostata su non più di 0,5 V. Collegare la testina di cancellazione al blocco e rimuovere il condensatore C7 dal blocco. Un oscilloscopio che utilizza un divisore 1:10 (capacità di ingresso - non più di 15 pF) è collegato all'uscita GSP. Accendere l'alimentazione +15 V e la tensione di controllo +5 V. Modificando la frequenza del generatore, determinare la frequenza f( della risonanza del circuito C6L2BS1 (alla tensione massima, la cui oscillazione dovrebbe essere 30.. .60 V). Il valore di f1 deve essere maggiore del valore nominale f0 = 98,304 kHz La capacità del condensatore aggiuntivo C7 viene calcolata utilizzando la formula C7 = C6 (f12/f12 -1) ed è installato nel GSP. Modificando la frequenza del generatore, assicurarsi che il circuito C6C7L2BS1 sia accuratamente sintonizzato su una frequenza di 98,3 ± 0,5 kHz. Dopo aver spento l'alimentazione, collegare l'ingresso GSP all'uscita dell'oscillatore al quarzo del blocco PLL (resistore R7). Accendere il blocco PLL e la tensione di alimentazione GSP +15 V. L'oscilloscopio è collegato all'uscita GSP. Riducendo la resistenza del resistore R4, otteniamo un'oscillazione del segnale sull'uscita GSP di almeno 80 V. La forma degli impulsi di corrente del collettore VT3 (sul resistore R7) è vicina al coseno: l'ampiezza della corrente non è superiore a 0,15 A e l'angolo di interruzione è 70...80 gradi. L'oscillazione della tensione sulla testina di cancellazione deve essere di almeno 70 V quando la tensione di alimentazione sul condensatore C8 è di circa +12 V. La forma della tensione di cancellazione può differire da quella sinusoidale. Impostazione del percorso di riproduzione (descritto in una versione a due canali) consiste nell'impostare l'angolo di inclinazione dello spazio di lavoro della testa universale, il livello nominale del segnale in uscita, controllare la fasatura dei canali e impostare la correzione RF. Una testina universale è collegata al connettore X2 della scheda del canale di riproduzione e un millivoltmetro e un oscilloscopio sono collegati al connettore X1,2 (pin 5). Applicare una tensione di +1 V ai resistori R27 e R15. Accendere la tensione di alimentazione +15 V e -5 V. Una cassetta con un nastro magnetico di misurazione (parte “H”) è installata nell'LPM del registratore e la corsa di lavoro è attivata. La posizione della GU mediante la vite di regolazione è impostata sull'uscita massima a frequenze di 14...0 kHz. Gli autori hanno determinato il livello nominale del segnale di uscita di 550 dB (valore efficace 1 mV) riproducendo una registrazione ausiliaria di un segnale con una frequenza di 45 kHz, effettuata su un registratore SONYTC-K4. Questo registratore è stato impostato in fabbrica utilizzando il nastro di prova SONY P-81-L-333 (0 Hz, 3 dB) [550]. La tensione nominale di 333 mV ad una frequenza di 400 (13) Hz, quando regolata utilizzando un nastro di misurazione, viene impostata con il resistore R2, prima nel primo canale (pin 1 HZ), quindi nel secondo (pin XNUMX HZ). La fasatura dei canali viene verificata su un segnale da 1 kHz (parte “U”) collegando i pin 1 e 2 del connettore XZ. Con una corretta fasatura dei canali, la tensione di uscita non cambierà o diminuirà leggermente (non più di 1...2 dB), se errata sarà prossima allo zero. In quest'ultimo caso è necessario invertire i pin di una delle testine (BG1.1 o BG1.2). La correzione HF viene regolata individualmente in ciascun canale selezionando il condensatore C1 in base alla disuniformità minima della risposta in frequenza nella regione di 5...14 kHz durante la riproduzione dei pacchetti di frequenza (parte “H”) della cassetta di misurazione. Ad una frequenza di 10 kHz, il declino della risposta in frequenza non dovrebbe superare i 3 dB. Infine, il blocco del canale viene verificato applicando una tensione di +5 V all'anodo del diodo VD6 e commutando la costante di tempo di 70/120 μs disattivando temporaneamente la tensione +5 V dal resistore R27. A stabilire un percorso di registrazione Innanzitutto, controllare la frequenza di taglio del filtro passa-basso, impostare la frequenza dei circuiti di correzione HF su 18 kHz, regolare i filtri a spina L2C20 (vedere Fig. 3) sulla frequenza di polarizzazione e regolare i circuiti L3C22 degli alti. modulatore di frequenza. Quindi vengono stabiliti la corrente di polarizzazione ottimale e i limiti del suo adattamento, nonché il livello di registrazione nominale e la corrente di registrazione. Il livello massimo di ingresso è il valore efficace della tensione di ingresso dei canali di registrazione, pari a 110 mV. Questo livello corrisponde a 0 dB delle caratteristiche del canale di registrazione riportate di seguito. Per la configurazione si collega un generatore di misura agli ingressi dei canali di registrazione e la sua tensione di uscita è impostata su 110 mV. Accendi l'alimentazione e controlla la frequenza di taglio dei filtri passa-basso in ingresso (sui pin 2 e 6 del chip DA1) ad un livello di -3 dB, dovrebbe essere 20...22 kHz. L'attenuazione nel filtro passa basso alla frequenza di 44,1 kHz deve essere almeno di 36 dB. La componente continua della tensione sull'uscita DA1 (pin 13, 9) non deve superare ±0,5 V, altrimenti deve essere selezionata la resistenza R2. Quindi la tensione del generatore viene ridotta di 20 dB (a 11 mV) e viene determinata la frequenza dell'aumento massimo della risposta in frequenza (pin 13, 9 DA1), che dovrebbe essere 17...18 kHz. Se la frequenza non corrisponde a questo valore, selezionare la capacità del condensatore C8. Commutando la frequenza del generatore su 1 e 18 kHz mantenendo il livello di ingresso di 11 mV, viene determinata la profondità di correzione, che dovrebbe essere compresa tra 14 ± 1 dB. Nella fig. La Figura 10 mostra la famiglia di risposta in frequenza del canale di registrazione, misurata a vari livelli del segnale di ingresso (da 0 a -24 dB). A causa dell'azione del circuito di autoregolazione, la profondità della correzione delle alte frequenze diminuisce a 2 dB con l'aumentare del livello del segnale di ingresso, evitando il sovraccarico del nastro alle alte frequenze. Non è necessario misurare tutte queste caratteristiche a causa dell'elevata complessità del processo di misurazione punto per punto. Abbiamo misurato queste caratteristiche automaticamente utilizzando un PC, che verrà descritto più dettagliatamente di seguito. È sufficiente misurare i valori efficaci della tensione sui pin 13 e 9 alle frequenze di 1 e 10 kHz. Dovrebbero essere rispettivamente 1,2 e 1,6 V, con una tensione di ingresso di 110 mV.
Controllare la risposta in frequenza del rilevatore di adattamento VChP, realizzato sugli elementi C15, VD1, R23, VT7, R26, C19. All'ingresso del canale di registrazione viene applicata una tensione di 110 mV con una frequenza di 400 Hz. Misurare la tensione CC sull'emettitore di VT7, che dovrebbe corrispondere a 1 V. Aumentare la frequenza del segnale di ingresso a 7,9 kHz, la tensione sull'emettitore di VT7 dovrebbe avvicinarsi allo zero. Con un ulteriore aumento della frequenza (fino a 16...20 kHz), la tensione scende a -1,2...-1,6 V. Se i risultati della misurazione non corrispondono ai dati forniti, è necessario selezionare il valore del condensatore C15 nell'intervallo 390-910 pF. Successivamente, le uscite GSP ai modulatori vengono temporaneamente collegate ai pin 1, 2 del connettore X4 della scheda di registrazione. I condensatori C21, C21' sono saldati. Accendere la scheda di registrazione e il GPS. I tappi del filtro L2C20 sono adattati alla tensione minima VChP sul condensatore C12 (oscillazione 1...2 V). Dopo aver spento l'alimentazione del GSP e della scheda di registrazione, commutare le uscite GSP sulle piastre giuste (secondo lo schema) dei condensatori C23, C23." Impostare i condensatori C21, C2G con un valore nominale di 75 pF e la tensione su l'uscita del generatore di misura è pari a zero. Dopo aver acceso i blocchi, collegare un oscilloscopio al condensatore C22 tramite un divisore 1:10 e sintonizzare il circuito L3C22 su una frequenza di 98,3 kHz alla massima tensione, utilizzando il trimmer L3. Se è impossibile sintonizzarsi sulla risonanza, è necessario selezionare il condensatore C22. Con la regolazione fine, l'oscillazione della tensione sul condensatore C22 è 80...100 V. Successivamente, impostare la frequenza del generatore di misurazione su 16 kHz e aumentare gradualmente la sua tensione di uscita da 0 a 110 mV. L'oscillazione di tensione sul condensatore C22 dovrebbe diminuire a 30...40 V. Un'operazione importante è impostare la corrente di polarizzazione ottimale su piccoli segnali. Impostare la tensione del generatore su 11 mV e registrare alternativamente le oscillazioni con frequenze di 1 e 10 kHz in uno dei canali per diverse capacità del condensatore C21 (22...110 pF). Riprodurre la registrazione e annotare l'opzione in cui le tensioni con frequenze di 1 e 10 kHz sono le stesse. Il valore di C21 corrispondente a questa opzione è ottimale. La procedura si ripete per l'altro canale. L'operazione finale consiste nel regolare la sensibilità del misuratore del livello di registrazione e impostare la corrente di registrazione nominale. Viene registrato un segnale con una frequenza di 1 kHz e un valore efficace all'ingresso di 110 mV per vari valori del resistore R31. Allo stesso tempo, il terminale superiore del resistore R21 è collegato all'ingresso del misuratore di registrazione (preferibilmente picco). Selezionando la resistenza R21, otteniamo una lettura del contatore di 0 dB. Durante la riproduzione si nota un'opzione di registrazione che fornisce una tensione di 550 mV all'uscita del canale di riproduzione. Il valore del resistore R31 corrispondente a questa opzione è ottimale. La risposta in frequenza end-to-end del registratore viene misurata nell'intervallo 20...20000 Hz per vari livelli di registrazione: 0, -6, -12, -18 dB. Per misurare la risposta in frequenza end-to-end finale del registratore, abbiamo utilizzato la seguente tecnica: la generazione dei segnali di test, la loro registrazione ed elaborazione sono state effettuate su un PC. Il segnale di test è stato generato nel programma Cool Edit Pro 1.2. Il segnale di prova era composto da tre parti: le prime due parti erano segnali tonali con una durata di 1,5 con una frequenza di 1 kHz e livelli di O e -5 dB, rispettivamente. La terza parte è un segnale della durata di 30 s con una frequenza che varia secondo una legge esponenziale nell'intervallo 20...20000 Hz. Per generare un segnale con frequenza variabile secondo una legge esponenziale è stato utilizzato il comando Genera toni con le seguenti impostazioni: Durata 30 secondi, Impostazioni iniziali 20 Hz, Impostazioni finali 20000 Hz, Log Sweep, Flavour Sine. Due impulsi di tono con livelli diversi hanno lo scopo di calibrare il programma per la visualizzazione delle caratteristiche finali. Per tenere conto della risposta in frequenza irregolare delle schede audio utilizzate, il segnale di prova è stato corretto utilizzando un equalizzatore grafico a 30 bande nel programma Cool Edit Pro. Il segnale di test è stato emesso dal PC tramite una scheda audio Creative SB 128. Il segnale di test registrato su nastro magnetico è stato immesso nel PC durante la riproduzione utilizzando una scheda audio YAMAHA YS-724. L'irregolarità della risposta in frequenza dei dispositivi di ingresso-uscita (senza registratore), misurata nell'intervallo di frequenza 20...20000 Hz, non ha superato ±0,5 dB (dopo la correzione della risposta in frequenza delle schede audio nel segnale di prova ). Successivamente, il file registrato è stato elaborato per determinare l'inviluppo del segnale e registrare i risultati della misurazione nelle consuete coordinate lungo entrambi gli assi. A questo scopo è stato scritto in Delphi un programma per visualizzare i risultati delle misurazioni della risposta in frequenza. Uno schema a blocchi semplificato dell'algoritmo operativo del programma è mostrato in Fig. undici.
L'inviluppo del segnale di test è stato calcolato utilizzando il metodo della media mobile. Per fare ciò, sono state eseguite le seguenti azioni sul segnale di prova: è stato calcolato il modulo, quindi i punti della risposta in frequenza risultante sono stati calcolati facendo la media dei dati su un dato intervallo di tempo. Il tempo medio dell'inviluppo cambia rapidamente entro 0,1...2 s. I valori tipici degli intervalli di tempo erano 0,1...0,4 s. Il programma ha una semplice interfaccia grafica, che offre la possibilità di scalare arbitrariamente la risposta in frequenza di uscita lungo entrambi gli assi delle coordinate e di salvare i risultati dei calcoli sia in formato grafico che sotto forma di array. Questo programma funziona anche con segnali di test sotto forma di segmenti di rumore a banda stretta (1/3 e 1/6 di ottava), collegati senza interruzioni di fase e che coprono la gamma di 20...20000 Hz. Questi segnali sono stati utilizzati per misurare la risposta in frequenza di sistemi acustici e microfoni mediante pressione sonora. Nella fig. 12-15 mostrano le caratteristiche di ampiezza-frequenza del canale di registrazione-riproduzione per i seguenti casi: - metodo di registrazione standard (con correzione fissa delle alte frequenze e corrente di polarizzazione) - fig. 12;
- metodo di registrazione con correzione adattiva delle alte frequenze (corrente di polarizzazione fissa) - fig. 13;
- metodo di registrazione con adattamento del bias (profondità fissa di correzione delle alte frequenze) - fig. 14;
- registrazione con adattamento di correzione e bias ad alta frequenza - fig. quindici
La disattivazione dell'adattamento della correzione ad alta frequenza viene effettuata collegando il collettore VT3 al filo comune, la disattivazione dell'adattamento della correzione ad alta frequenza viene eseguita dissaldando uno dei terminali del condensatore C15 dalla scheda. Le misurazioni dei parametri del percorso di registrazione-riproduzione sono state effettuate utilizzando un nastro IEC-1 tipo BASF Fe 1. La frequenza limite superiore della risposta in frequenza end-to-end con il metodo di registrazione standard con un livello di segnale di 0 dB è solo 8 kHz (con una diminuzione di 3 dB), l'uscita ad una frequenza di 15 kHz scende sotto -24 dB. Nella gamma di frequenza 15,6. ..18 kHz si verifica un sovratono causato dal battito della 5a armonica del segnale registrato e dalla frequenza di polarizzazione, con un livello di -16,5 dB (15%). L'ondulazione della risposta in frequenza nell'intervallo di frequenza 20...160 Hz (il cosiddetto “serpente”) è spiegata dalla commensurabilità della lunghezza d'onda di registrazione con le dimensioni della superficie di lavoro della testina utilizzata [4]. Poiché la forma della risposta in frequenza al di sotto di una frequenza di 3 kHz è praticamente indipendente dal livello di registrazione, i grafici in Fig. 13-15 sono forniti nell'intervallo 2,5...20 kHz. Il confronto dei metodi di registrazione può essere effettuato secondo vari criteri; abbiamo selezionato il livello di uscita del nastro magnetico nel canale end-to-end a frequenze di 10 e 15 kHz. Nella tabella 1 mostra i livelli in dB per i quattro metodi studiati.
A una frequenza di 10 kHz, l'adattamento della sola correzione ad alta frequenza è preferibile all'adattamento della correzione ad alta frequenza, tuttavia, a una frequenza di 15 kHz, questi metodi di adattamento (individualmente) danno lo stesso risultato (rendimento -16,5 dB) . L'uso combinato dell'adattamento HF e della correzione HF ad una frequenza di 15 kHz consente un ritorno di -6 dB, ovvero 10,5 dB più alto (!) rispetto all'utilizzo di questi metodi separatamente. Per valutare la non linearità del registratore è stato utilizzato il metodo dei toni di differenza del terzo ordine [4]. Il segnale di misura è stato generato utilizzando il programma Cool Edit Pro 1.2 sotto forma di somma di due oscillazioni armoniche: una con ampiezza A e frequenza f1, l'altra con ampiezza A/2 e frequenza f2, con f2 = 2f1 - 500. Il prodotto della non linearità del percorso di registrazione magnetico (che oltre alla parte elettronica comprende anche una testina universale e un nastro magnetico) sotto forma di una combinazione di toni diversi con una frequenza di 500 Hz è stato misurato da un analizzatore di spettro a l'uscita del canale di riproduzione sinistro. Per fare ciò, il segnale è stato immesso nel computer e analizzato dal programma Audio Tester 1.4 (modalità analizzatore di spettro). La curva della capacità di carico è stata misurata variando le frequenze del segnale di prova e mantenendo un livello di tono di differenza costante. Quest'ultimo è stato scelto pari al 2,5% (-32 dB) del livello di uscita nominale (550 mV). Naturalmente all'aumentare delle frequenze f1, f2 del segnale di test diminuiscono le ampiezze delle sue componenti (A e A/2). I risultati della misurazione sono riportati nella tabella. 2, che mostra le frequenze dei componenti e l'oscillazione del segnale di prova all'uscita dell'amplificatore di registrazione (in volt e dB rispetto all'oscillazione nominale di 3,4 V).
In [4] si nota che per i canali di registrazione-riproduzione “buoni” la diminuzione della curva non supera i 15 dB con una velocità del nastro di 19 cm/s alla frequenza più alta della gamma. L'uso dell'adattamento del bias e della profondità di correzione HF durante la registrazione ha permesso di ottenere questo calo di soli 3,2 dB con una velocità del nastro di 4,76 cm/s (!). Va notato che questo articolo descrive un registratore con una regolazione della corrente di polarizzazione più profonda (fino a 10 dB) rispetto ai sistemi noti di polarizzazione dinamica (4...6 dB) e regolazione dinamica (2,6 dB) [1] . Una valutazione soggettiva della qualità del suono dei fonogrammi registrati su questo registratore da CD ha mostrato un'elevata capacità di sovraccarico del percorso. I livelli massimi di registrazione misurati utilizzando l'indicatore di picco (τint = 1 ms, τotp = 350 ms) hanno raggiunto +6 dB senza distorsioni udibili. La registrazione ha utilizzato basi musicali con ritmi taglienti, piatti e una potente linea di basso. Il fonogramma registrato ha “bassi” non distorti, non perde luminosità e ricchezza, differisce dall'originale solo per la comparsa di un leggero rumore del nastro (rapporto segnale-rumore non ponderato 52...54 dB) nelle pause. Per sopprimere il rumore dei fonogrammi a quattro canali realizzati su un registratore a cassette, è stato utilizzato il programma Cool Edit Pro dopo averli introdotti nel computer. La riduzione del rumore in ciascun canale viene effettuata in due fasi: nella prima viene determinato il “profilo di rumore” come informazione statistica necessaria per ottimizzare il funzionamento del soppressore di rumore; nella seconda fase avviene la vera e propria soppressione delle componenti di rumore presenti nel fonogramma elaborato. Le impostazioni tipiche per il funzionamento del soppressore del rumore di alta qualità sono le seguenti: Istantanee nel profilo: 300; Dimensione FFT: 4096; Fattore di precisione: 7; Importo di livellamento: 1.25; Ampiezza di transizione: 3. Il miglioramento tipico del rapporto segnale-rumore è 15...20 dB. Per interferenze regolari, il miglioramento può raggiungere 40...50 dB. Letteratura
Autori: A.Filatov, K.Filatov, Taganrog, regione di Rostov.
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