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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Filtri attivi su transistor ad effetto di campo. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Audio L'articolo propone semplici filtri attivi basati sui follower di origine. Il basso livello di distorsione e il suo ordine basso, caratteristici di tali filtri, contribuiscono a ottenere la purezza del suono dei segnali musicali spettralmente ricchi. Ciò consente loro di competere con successo con i filtri attivi basati sugli amplificatori operazionali. I vantaggi dei componenti delle apparecchiature audio basati su transistor ad effetto di campo includono il basso livello di distorsioni armoniche e di intermodulazione che introducono nei segnali amplificati. Grazie a questa circostanza, i progettisti utilizzano sempre più questi transistor negli stadi di uscita dell'UMZCH. Tuttavia, tali dispositivi vengono utilizzati raramente nelle fasi preliminari, principalmente negli sviluppi amatoriali. E invano! Il loro utilizzo consente di creare dispositivi dal design semplice senza feedback generale, creando un suono "tubare" caldo. Il coefficiente armonico degli amplificatori, anche con OOS locale, non supera lo 0,1...0,3%, le armoniche di ordine superiore sono praticamente assenti. I vantaggi dei transistor ad effetto di campo sono particolarmente evidenti nei progetti semplici. È vero, in questo caso diventa evidente il loro principale svantaggio: una diffusione tecnologica piuttosto ampia dei propri parametri. Di conseguenza, è solitamente necessaria la personalizzazione individuale di ciascun prodotto. Questo non è un ostacolo per i radioamatori, ma i dispositivi con i circuiti più semplici sono di scarsa utilità per la produzione di massa. Tuttavia, anche questa circostanza può essere presa in considerazione: nella produzione su piccola scala di un progetto ben funzionante, è sufficiente utilizzare transistor dello stesso lotto; all'interno di un pacchetto, la diffusione dei parametri non è così ampia. La condizione principale posta durante lo sviluppo dei filtri proposti era l'elevata linearità per segnali con livelli fino a centinaia di millivolt in un'ampia banda di frequenza con estrema semplicità del dispositivo. Se si utilizzano transistor a canale P con una tensione di interruzione inferiore a -3 V (KPZ0ZG, KPZ0ZE), la modalità operativa richiesta con un'alimentazione unipolare viene ottenuta senza polarizzazione sul gate. In questo caso non è necessario un condensatore di disaccoppiamento all'ingresso della cascata. E questo migliora ulteriormente la qualità del suono. Le modalità in cascata (Fig. 1) per la corrente continua e il coefficiente di trasmissione possono essere calcolati utilizzando il metodo dell'approssimazione lineare [1]. Questo metodo è molto più semplice e visivo di quello fornito in [2] e fornisce quasi gli stessi risultati.
Per il calcolo è necessario conoscere la pendenza della caratteristica del transistor S, ed è consigliabile utilizzare non un valore di riferimento, ma un valore reale. Tuttavia, la misurazione diretta della pendenza in condizioni amatoriali è difficile. L'approssimazione lineare consente di utilizzare parametri più convenienti per la misura per determinare la struttura: la corrente di drain iniziale Iin e la tensione di interruzione Uots. La pendenza della caratteristica in questo caso è determinata dalla formula: S= È inizio/Noi. La resistenza del resistore nel circuito source Ri può essere scelta approssimativamente dal rapporto Ri = (3...6)/S. La tensione di uscita della cascata dal drain VT1 può essere determinata approssimativamente dalla relazione Uout = UBXSRC/(1+SRi) e la tensione del segnale alla sorgente - utilizzando la formula Uout = UBXSRi/(1+SRi), dove S è la transconduttanza del transistor; Ri, RC - resistenze nei circuiti source e drain (in Fig. 1 - R3 e R2, rispettivamente). Il progetto più semplice è un filtro passa-alto del secondo ordine basato su un source follower (Fig. 2). Gli svantaggi di questo filtro sono legati al suo basso coefficiente di trasmissione. Questo parametro dipende dalla pendenza della caratteristica e per i comuni transistor ad effetto di campo a bassa potenza con S = 3...7 mA/V sarà 0,8...0,85. Pertanto, i valori calcolati (per un coefficiente di trasmissione unitario) degli elementi di regolazione della frequenza devono essere adeguati o devono essere utilizzate formule che tengano conto del coefficiente di trasmissione reale per il calcolo [3].
Quindi, con i valori nominali dei componenti indicati nel diagramma, la frequenza di taglio calcolata è 72 Hz e quella reale è 85...90 Hz. Sebbene il rapporto dei valori R2/R1 - 2 corrisponda al filtro Butterworth, la frequenza di taglio è leggermente superiore a quella calcolata e l'inflessione della risposta in frequenza è più uniforme. Per aumentare la pendenza della risposta in frequenza nell'area di flessione, la resistenza R1 deve essere ridotta in modo che il rapporto R2/R1 sia 3...10. La frequenza di taglio può essere spostata modificando proporzionalmente la resistenza dei resistori R1, R2 o la capacità dei condensatori C1, C2. Il segnale all'uscita di tale filtro viene indebolito di 2...2,5 dB, mentre la capacità di sovraccarico della cascata è bassa. In tali condizioni, la tensione di uscita massima non distorta non supererà 500 mV. Per superare queste carenze, è possibile utilizzare una cascata combinata della struttura "sorgente comune - collettore comune" (Fig. 3), ma il segnale all'uscita di tale filtro verrà invertito.
L'uso di un inseguitore di emettitore all'uscita del filtro ha ridotto l'impedenza di uscita a circa 50 ohm e ha migliorato significativamente la capacità di carico. Con i valori nominali degli elementi indicati nel diagramma, la frequenza di taglio è di circa 80 Hz. Il guadagno (2...3 dB) dipende dalle caratteristiche del transistor ad effetto di campo utilizzato e dalla resistenza del resistore R3. La sua configurazione si riduce alla selezione del suo valore in modo che la tensione sull'emettitore del transistor VT2 sia circa pari alla metà della tensione di alimentazione. Se si dispone di un oscilloscopio, è meglio scegliere l'esatto valore di resistenza in base alla simmetria della limitazione del segnale di uscita. Le considerazioni precedenti valgono per il calcolo della frequenza di taglio e del tipo di filtro. Per simulare i filtri è conveniente utilizzare il programma Microcap. Per aumentare ulteriormente la pendenza della risposta in frequenza, è possibile utilizzare un circuito di retroazione a due collegamenti. Nella fig. La Figura 4 mostra uno schema di un filtro di blocco per frequenze infra-basse con Fcp = 25 Hz, e in Fig. 5 - la sua risposta in frequenza.
In base alla struttura considerata è possibile realizzare un filtro passa banda, necessario quando si realizzano impianti con amplificazione multibanda. Lo schema di un tale filtro è mostrato in Fig. 6.
Un filtro passa-basso passivo sintonizzabile del primo ordine R5C3 è collegato tra gli stadi. Questa semplificazione del design del filtro è diventata possibile perché la risposta in frequenza delle testine dinamiche a bassa frequenza nella regione delle alte frequenze ha già un declino e nella maggior parte dei casi resta solo da adattare ad essa la banda passante dell'amplificatore. La risposta in frequenza del filtro nelle posizioni estreme del regolatore è mostrata in Fig. 7.
L'impostazione di un filtro è simile alle opzioni di filtro già discusse nell'articolo. Va tenuto presente che il limite superiore della regolazione della larghezza di banda è determinato dalla resistenza di uscita dello stadio sul transistor ad effetto di campo e questo, a sua volta, è determinato dalla resistenza del resistore R4. Un esempio di utilizzo combinato dei filtri descritti è mostrato in Fig. 8. Questo è un blocco per formare le bande LF e MF-HF dei canali stereo sinistro e destro, nonché il segnale totale (monofonico) per il subwoofer. La separazione delle bande di frequenza media e alta viene effettuata da filtri passivi all'uscita dell'amplificatore. I circuiti del filtro del canale sono identici a quelli discussi in precedenza, quindi ci concentreremo solo sul filtro che seleziona il segnale a bassa frequenza per il subwoofer.
Il primo stadio - un sommatore su due transistor ad effetto di campo con un carico comune R18 è simile a quello descritto in [4]. Il filtraggio principale viene effettuato da un filtro passa-basso attivo del secondo ordine, implementato sull'emettitore follower VT7. La frequenza di taglio può essere regolata da 40 a 160 Hz utilizzando un doppio resistore variabile (R20.1, R20.2). Il condensatore C8, insieme alla resistenza di uscita del primo stadio, forma un filtro passa-basso del primo ordine con una frequenza di taglio di circa 180 Hz. Ciò non influisce quasi sulla risposta in frequenza nella banda passante, ma migliora la soppressione delle componenti fuori banda. A seconda della posizione del subwoofer rispetto agli altoparlanti sinistro e destro e all'ascoltatore, lo spostamento di fase dei segnali nella posizione di ascolto può distorcere l'immagine sonora (l'effetto di "sfocatura" o "ritardo" dei bassi). Per correggere lo sfasamento nel canale del subwoofer, viene introdotto un regolatore con amplificatore operazionale DA1. Nel circuito di alimentazione è installato un filtro condensatore a diodi VD1C11. Il seguente design è appositamente progettato per il sistema audio dell'auto. Il fatto è che una risonanza abbastanza evidente degli interni, manifestata in un caratteristico "ronzio" nei suoni dei bassi, sconvolge gli audiofili esigenti su ruote. Le misurazioni della risposta in frequenza mostrano una “gobba” che va da 120 a 160 dB a frequenze 3...8 Hz! Per correggere la risposta in frequenza in questo caso, è conveniente utilizzare un filtro notch anziché un equalizzatore. Lo schema di un tale filtro attivo per un canale è mostrato in Fig. 9[5].
Il primo stadio è un amplificatore con condivisione del carico. Il suo compito è creare tensioni antifase per alimentare il collegamento del filtro C2C3R4R5. Nella posizione destra dell'interruttore a chiave SA1 nello schema si forma un ponte di Vienna inverso con un'attenuazione di circa 3 dB. Nella posizione sinistra dell'interruttore vengono fornite tensioni antifase al filtro e l'attenuazione alla frequenza di sintonia aumenta a 5...6 dB. L'esatto valore di attenuazione dipende dalla transconduttanza del transistor e dal rapporto tra le resistenze dei resistori R2 e R3. Se li rendete uguali, l'attenuazione sarà massima (fino a 8 dB), ma il segnale in uscita sarà attenuato rispetto all'ingresso di 3...4 dB. Il diagramma mostra la variante ottimale delle denominazioni. Poiché l'impedenza di ingresso del dispositivo è molto elevata, è meglio installare il filtro vicino alla sorgente del segnale per evitare interferenze all'ingresso. L'impedenza di uscita del filtro è di circa 50 Ohm, che è molto inferiore a quella della maggior parte delle unità principali. Ciò eliminerà l'influenza della capacità del cavo di collegamento, in modo che il filtro svolga contemporaneamente le funzioni di un dispositivo di adattamento. La custodia deve essere metallica, altrimenti bisognerà dotarla di uno schermo in lamina di rame all'interno e collegarla ad un filo comune. La risposta in frequenza del filtro (vedi fig. 9) è mostrata in fig. dieci.
Come puoi vedere, questo non è più solo un filtro, ma un vero e proprio “equalizzatore d'ambiente”. Un dispositivo con lo stesso nome e una risposta in frequenza molto simile viene utilizzato nei modelli “top” degli amplificatori Mcintosh, ma la circuiteria è più complicata... Oltre ai dispositivi indicati negli schemi, è possibile utilizzare i transistor KPZ0ZV-KPZ0ZZH, KT3102 (con qualsiasi indice di lettere) o altre strutture npn con h21e > 50. Nel regolatore di fase, è possibile utilizzare qualsiasi amplificatore operazionale regolato. per guadagno unitario. I condensatori all'ossido devono avere una tensione operativa di almeno 16 V. La scelta di altre parti non è critica. Letteratura
Autore: A. Shikhatov, Mosca
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