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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricevitore eterodina sincrono di segnali VHF FM. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / ricezione radiofonica La complicazione del design di questo ricevitore rispetto ai semplici ricevitori FM VHF sincroni apprezzati dai radioamatori, secondo l'autore, è giustificata dal miglioramento delle caratteristiche principali: sensibilità e stabilità di funzionamento. Il ricevitore qui descritto è un ricevitore di segnali VHF FM per la gamma 65,8...73 MHz. differisce da quelli precedentemente pubblicati per una maggiore sensibilità e per l'assenza di svantaggi caratteristici come l'instabilità della sintonizzazione e l'adattamento spontaneo al segnale più forte del canale adiacente. La sensibilità dei ricevitori eterodina sincroni è limitata da ciò. che la “deriva dello zero” dell'amplificatore DC influisce sull'unità di controllo della frequenza dell'oscillatore locale e provoca instabilità nella sintonizzazione del ricevitore. Nel progetto sviluppato dall'autore, è ridotto perché al posto degli amplificatori a tensione costante vengono utilizzati amplificatori a tensione alternata, è stata ottenuta una riduzione della "deriva zero", che ha permesso di aumentare la sensibilità dell'amplificatore ricevitore, che ora è di circa 8 μV. Inoltre, la variazione di tensione sull'unità di controllo della frequenza dell'oscillatore locale viene ridotta dal limitatore di ampiezza ZL1, pertanto, sotto l'influenza della tensione di controllo, la frequenza dell'oscillatore locale non cambierà di più di 100 kHz. Ciò impedisce la sintonizzazione spontanea su una stazione radio di una frequenza vicina. Il ricevitore consuma una corrente di circa 34 mA. Il suo schema a blocchi è mostrato in Fig. uno.
Il segnale ricevuto dall'antenna, attraverso un filtro passa basso a due stadi Z1 e un amplificatore ad alta frequenza A1, viene inviato all'ingresso del segnale del mixer U1. L'altro suo ingresso riceve la tensione dell'oscillatore locale G2. Se le frequenze del segnale e dell'oscillatore locale non sono uguali, all'uscita del mixer viene generata una tensione di battimento alternata, che viene fatta passare attraverso il filtro passa basso Z2 e l'amplificatore passa basso A2. il sommatore A3 ed il limitatore di ampiezza ZL1 vengono alimentati all'unità di controllo della frequenza dell'oscillatore locale U5 e modificano la frequenza dell'oscillatore locale G2 in modo tale che la differenza di frequenza istantanea tra il segnale e l'oscillatore locale si riduce a circa 72 Hz. Questo valore di frequenza è determinato dal limite inferiore della larghezza di banda dell'amplificatore a bassa frequenza A2. Il segnale dall'uscita del filtro passa-basso Z1 viene fornito anche all'ingresso del segnale del modulatore U2, il cui secondo ingresso riceve una tensione alternata rettangolare con una frequenza di 20 kHz dal generatore ausiliario a bassa frequenza G1. Di conseguenza, all'uscita del modulatore si forma una tensione ad alta frequenza modulata in ampiezza, che viene fornita attraverso l'amplificatore ad alta frequenza A4 all'ingresso del segnale del mixer U3 (fc), il cui secondo ingresso riceve tensione dall'oscillatore locale G2 (fg). All'uscita del mixer appare una tensione alternata con una frequenza di 20 kHz. modulato in ampiezza dalle oscillazioni della frequenza differenza (cioè frequenza di battimento fb = fc - fg). che avviene attraverso il filtro passa basso Z3. l'amplificatore a bassa frequenza A5 viene fornito all'ingresso del segnale del demodulatore U4. Il secondo ingresso del demodulatore riceve tensione alternata con una frequenza di 20 kHz dal generatore G2. All'uscita del demodulatore viene generata una tensione alternata, la cui frequenza è pari alla differenza istantanea tra le frequenze del segnale e l'oscillatore locale, quindi viene fatta passare attraverso un filtro passa basso a due stadi Z4. Il sommatore A3 e il limitatore di ampiezza ZL1 vengono forniti all'unità di controllo della frequenza dell'oscillatore locale U5 e modificano la frequenza dell'oscillatore locale G2 in modo tale che il sistema PLL del ricevitore passi dalla modalità battimento alla modalità hold. La differenza tra le frequenze del segnale e dell'oscillatore locale, alla quale avviene la transizione alla modalità hold, è determinata dalla frequenza di taglio del filtro Z2 ed è di 10.6 kHz (al segnale minimo). Pertanto, quando il sistema PLL funziona in modalità hold (sincronizzazione), le rapide derive di frequenza (72 Hz < f < 10,6 kHz) vengono compensate da un canale costituito da un filtro passa basso Z1, un amplificatore ad alta frequenza A1, un mixer U1 e un filtro passa basso Z2. amplificatore a bassa frequenza A2, sommatore A3, limitatore di ampiezza ZL1, unità di controllo della frequenza U5 e oscillatore locale G2. Le derive di frequenza lente (<330 Hz) sono compensate da un canale costituito da un modulatore U2, un amplificatore ad alta frequenza A4, un mixer U3 e un filtro passa basso Z3. amplificatore passa basso A5, demodulatore U4, filtro passa basso Z4 e oscillatore G1. Dall'amplificatore a bassa frequenza A72 viene fornita all'uscita del ricevitore una tensione alternata di frequenza audio (10.6 Hz < fz < 2 kHz), proporzionale alla deviazione del valore istantaneo della frequenza del segnale all'ingresso del ricevitore. Le caratteristiche dinamiche del sistema PLL sono determinate dall'ampiezza del segnale di ingresso e dalla forma della risposta in frequenza del filtro passa basso Z2. che è un circuito RC a collegamento singolo. La forma della risposta in frequenza di un sistema PLL ad anello aperto è vicina alla forma della risposta in frequenza di un collegamento del primo ordine, pertanto il sistema PLL funziona in modalità di sincronizzazione con una gamma sufficientemente ampia di ampiezze del segnale di ingresso. Il ricevitore non è dotato di sistema AGC, pertanto, quando l'ampiezza del segnale in ingresso è molto grande, il sistema PLL si autoeccita (modalità quasi-sincronismo). Ma anche in questo caso il ricevitore rimane operativo, poiché l'autoeccitazione del sistema PLL non influisce sulla qualità del segnale in uscita (la frequenza delle auto-oscillazioni nel sistema PLL è superiore a 50 kHz). La selettività del ricevitore sul canale adiacente è determinata dai parametri del filtro passa basso Z2 e la selettività sui canali di ricezione parassiti (sulle armoniche dell'oscillatore locale) è determinata dai parametri del filtro passa basso Z1. Lo schema elettrico del ricevitore è mostrato in fig. uno.
Il segnale dall'antenna attraverso il condensatore di isolamento C1 e il filtro passa-basso. formato dai condensatori C2 - C4 e bobine L1.12. va all'amplificatore, realizzato sul transistor VT1. Questo amplificatore serve a ridurre la penetrazione delle oscillazioni dell'oscillatore locale nel circuito di ingresso, il suo guadagno è piccolo e ammonta a Ku < 5. Il transistor è collegato secondo un circuito di base comune, che garantisce un'elevata linearità UHF e aiuta ad aumentare l'immunità al rumore del ricevitore (anche il transistor UHF VT4 è realizzato secondo un circuito simile) . L'impedenza caratteristica del filtro Z1 è prossima a 75 ohm. e la sua frequenza di taglio è 75 MHz. Elementi R6. C8. R8. C9 forma uno sfasatore, che sposta la fase della tensione ad alta frequenza fornita al mixer, realizzata sul transistor VT2. di diverse decine di gradi. Ciò è necessario per aumentare la sensibilità del ricevitore. La cosa è. che nella modalità hold (sincronizzazione) si verifica uno sfasamento nel segnale e le oscillazioni dell'oscillatore locale che entrano nel mixer VT5. vicino a 90. Allo stesso tempo, a causa del ritardo del segnale ad alta frequenza nel modulatore VT3, lo sfasamento tra il segnale e le oscillazioni dell'oscillatore locale agli ingressi del mixer VT2 può differire da 90°. Quando si ricevono segnali deboli modulati in frequenza con una grande deviazione di frequenza, ciò può portare a brevi errori di sincronizzazione nei momenti di massima deviazione di frequenza. Un circuito costituito da elementi R6. C8. R8. C9. fornisce un ulteriore ritardo del segnale ad alta frequenza, che consente di impostare uno sfasamento delle oscillazioni di circa 2° agli ingressi del mixer VT90. La costruzione dei filtri passa-basso Z2 e Z3 (rispettivamente sugli elementi R10. C12 e R26. C29) e degli amplificatori passa-basso A2 e A5 (sui chip DA1 e DA3) di entrambi i canali è la stessa e differisce solo nei valori nominali degli elementi utilizzati. Il segnale a bassa frequenza viene rimosso dall'uscita DA1. gli elementi R11, C15 vengono utilizzati per correggere la preenfasi delle alte frequenze. Le funzioni del sommatore A3 e del limitatore di ampiezza ZL1 sono eseguite dal chip DA2. Il modulatore U2 è realizzato sul transistor VT3 e il demodulatore U4 è realizzato sul transistor VT6. Il ruolo del filtro passa-basso Z4 è svolto dagli elementi R30, C30. R31. C31. L'inseguitore di emettitore sul transistor VT7 riduce l'influenza del sommatore sui parametri del filtro passa-basso. L'unità di controllo della frequenza U5 è realizzata su un varicap VD1, l'oscillatore locale G2 è realizzato sui transistor VT8, VT9. e il generatore ausiliario a bassa frequenza G1 si trova sul chip DD1. La pendenza dell'unità di controllo della frequenza Sγpr è 35 kHz/V. pertanto, con una deviazione di frequenza (f = 50 kHz), la tensione della frequenza audio sul condensatore C19 è di circa 1,5 V e all'uscita del ricevitore (su C15) è di circa 0,3 V. Il ricevitore viene sintonizzato sulla frequenza della stazione radio modificando l'induttanza della bobina dell'oscillatore locale L3. Il ricevitore è assemblato in un alloggiamento in lamiera di duralluminio. Durante la sua fabbricazione è stata utilizzata l'installazione a cerniera. L'oscillatore locale è racchiuso in uno schermo, inoltre è collegato ai condensatori C19 (circuito di controllo), C41 (alimentazione) e alle porte dei transistor VT2 e VT5 (segnale dell'oscillatore locale) da tratti di cavo coassiale televisivo. Per ogni evenienza, il filo che collega il pin 10 di DD1 al gate del transistor VT3 è schermato, ma ciò non è necessario. Il dispositivo può utilizzare resistori fissi MLT-0,125, condensatori ceramici, ad esempio. TC o CM. I condensatori C2 - C4, C37 - C39, C42, C43 devono avere un piccolo TKE. Condensatori all'ossido - qualsiasi tipo. Come transistor VT1, VT4, VT8 e VT9, oltre a quelli consigliati nello schema, è possibile utilizzare altre microonde con struttura appropriata e con una frequenza di taglio superiore a 900 MHz, capacità di transizione non superiori a 2 pF e una piccola costante di tempo del circuito OS (non più di 10...15 ps). Per i transistor VT1 e VT4, i valori della costante di tempo del circuito OS e della figura di rumore sono particolarmente importanti. Se è necessario sostituirli, sono adatti KT368, KT3109, KT325, KT355, KT372 con indici di lettere corrispondenti ai parametri sopra indicati. Come VT6 e VT7, puoi utilizzare qualsiasi struttura corrispondente ad alta frequenza: KT312. KT3102. KT3107 con qualsiasi indice di lettera, ecc. Invece di K157UL1A (DA1 e DA3), è possibile utilizzare K157UL1B, K157UD2 (DA2) sostituirà completamente qualsiasi amplificatore operazionale per uso generale in grado di funzionare alla tensione di alimentazione indicata nello schema. KP2 con altri indici di lettere è adatto come VT3, VT5, VT327. Le bobine L1 - L3 sono avvolte su telai con un diametro esterno di 6 mm con filo PEL-1 da 0.45 mm e contengono cinque spire. La loro induttanza è regolata da trimmer in ottone e filetti M5. Con una corretta installazione e componenti radio riparabili, la configurazione del ricevitore è estremamente semplice. È necessario utilizzare il resistore variabile R12 per impostare la tensione sul condensatore C19 su +4.5 V. e poi, ruotando il trimmer della bobina L3. sintonizzare il ricevitore su una stazione radio, ottenendo la migliore qualità del suono. Se c'è interferenza, potrebbe essere necessario regolare con maggiore precisione il limite del filtro passa-basso utilizzando i regolatori delle bobine L1 e L2. Per ridurre l'induzione reciproca, queste bobine dovrebbero essere posizionate in questo modo. in modo che gli assi siano perpendicolari. I parametri del ricevitore possono essere migliorati. Ad esempio, aumentare la soppressione dei canali di ricezione spuri alle armoniche dell'oscillatore locale utilizzando un filtro passa-basso a tre stadi all'ingresso del ricevitore. Ma in questo caso è consigliabile schermare le bobine del filtro. Riducendo la resistenza del resistore R13 è possibile aumentare la larghezza di banda di acquisizione alle frequenze audio e quindi raddoppiare circa la sensibilità del ricevitore. Ma qui è necessaria una maggiore precisione nell'accordatura dell'oscillatore locale. Sfortunatamente, ciò degrada il rapporto segnale-rumore all'uscita del ricevitore. Dovrai scegliere cosa è più importante nelle specifiche condizioni di accoglienza. Autore: A. Sergeev, Sasovo, regione di Ryazan
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