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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricevitore eterodina per una portata di 20 M. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / ricezione radiofonica La tecnica della ricezione eterodina o, come viene spesso chiamata, conversione diretta della frequenza consente di creare apparecchiature molto semplici, ma con buone caratteristiche, per comunicazioni amatoriali a onde corte: ricetrasmettitori e ricevitori radio. L'interesse per la ricezione eterodina (nella sua versione moderna) sorse alla fine degli anni '60. Da allora, sulle pagine delle riviste di radioamatori sono state pubblicate molte descrizioni di vari progetti di apparecchiature KB che utilizzano la conversione diretta della frequenza. Nel nostro paese, la casa editrice DOSAAF dell'URSS ha pubblicato due libri del famoso designer di radioamatori V. Polyakov (RA3AAE), che ha fatto molto per rendere popolare la tecnologia della ricezione eterodina. Uno di questi libri è Direct Conversion Receivers for Amateur Communications (1981), l'altro è Direct Conversion Transceivers (1984). Considerano in dettaglio le basi fisiche e le caratteristiche della ricezione eterodina dei segnali dalle stazioni radioamatoriali, forniscono progetti pratici sia di singole unità che di dispositivi completi. Uno dei motivi del crescente interesse mostrato dalle onde corte per questa tecnica è il crescente utilizzo di operazioni a bassa potenza (QRP) negli ultimi anni. La tecnica della ricezione eterodina è la più adatta per la creazione di apparecchiature QRP. È interessante notare che negli Stati Uniti, ad esempio, nonostante l'ampia gamma di apparecchiature di comunicazione con soluzioni circuitali tradizionali, una delle aziende produce (ed è molto popolare) un ricetrasmettitore QRP relativamente economico con conversione diretta della frequenza. Il ricevitore eterodina descritto in questo articolo è progettato per ricevere segnali da stazioni radio amatoriali in una delle bande KB più popolari: 20 metri. Il ricevitore copre (naturalmente, con qualche margine ai bordi) tutto questo range: da 14000 a 14350 kHz. Come sapete, la conversione diretta della frequenza consente di ricevere solo i segnali delle stazioni radio operanti tramite telegrafo (CW) o modulazione a banda laterale singola (SSB). Le stazioni con modulazione di ampiezza possono essere ascoltate solo con difficoltà (e, di regola, con una notevole distorsione), sintonizzandosi su "zero battiti" con la frequenza portante. Tuttavia, questo non è essenziale, perché la stragrande maggioranza delle onde corte non utilizza più AM. Questo tipo di radiazione è sopravvissuto quasi esclusivamente nella banda dei 160 m, dove è utilizzato da alcuni dei radioamatori principianti. Il ricevitore ha un oscillatore locale con un'uscita abbastanza potente, che consente di trasformarlo in un ricetrasmettitore telegrafico a banda singola attraverso un semplice perfezionamento. Notiamo subito che semplicemente sostituendo gli elementi che determinano la frequenza (bobine e condensatori nei circuiti oscillatori), questo ricevitore (o ricetrasmettitore) può essere trasferito a qualsiasi banda amatoriale. Per semplificare la progettazione del ricevitore, la sua fabbricazione e regolazione, non è presente alcun amplificatore di radiofrequenza, quindi la sensibilità del ricevitore è di circa 1 μV con un rapporto segnale-rumore di 10 dB. Tale sensibilità è abbastanza sufficiente (almeno nella stragrande maggioranza dei casi) per il lavoro quotidiano in onda, a condizione che nella stazione venga utilizzata un'antenna esterna. Può essere facilmente aumentato da tre a quattro volte introducendo un inseguitore di emettitore all'ingresso del ricevitore (tra il circuito di ingresso e il mixer). La larghezza di banda del ricevitore al livello di -6 dB è compresa tra 250...3000 Hz. Quando si ricevono stazioni telegrafiche in condizioni di forte interferenza, può essere ridotto a 200 ... 300 Hz (a una frequenza media di circa 600 Hz). Queste figure caratterizzano il percorso della frequenza audio del ricevitore, dove si svolge principalmente la selezione del segnale. In realtà, come è noto, i ricevitori eterodina ricevono sia il canale principale che quello dell'immagine direttamente adiacenti ad esso (se non si utilizzano metodi di fase per sopprimere il canale dell'immagine, il che complica notevolmente il dispositivo). Ecco perché la banda reale dei segnali ricevuti è il doppio dei valori sopra indicati. Il ricevitore è alimentato da una batteria di elementi che forniscono tensione nell'intervallo 10 ... 15 V. Il consumo di corrente è di circa 30 mA. I ricevitori eterodina, che hanno un guadagno molto elevato alle frequenze audio, sono molto sensibili ai pickup a 50 Hz AC, in particolare, ai pickup del trasformatore di rete (a causa di un campo disperso significativo), nonché alle oscillazioni della tensione di alimentazione (di solito con una frequenza di 100 Hz - con rettifica a onda intera). Per questi motivi si sconsiglia di alimentare il ricevitore dalla rete. Se necessario, questo, ovviamente, può essere fatto, ma dovresti usare un alimentatore separato (remoto) con un buon regolatore di tensione che fornisca un basso ripple della tensione di uscita. Il ricevitore è realizzato su due circuiti stampati: quello principale e l'oscillatore locale, su cui si trova la stragrande maggioranza delle parti. Nelle figure, le designazioni degli elementi delle parti sono fornite senza indicare il numero della scheda (1 - principale, 2 - oscillatore locale), e nel testo, per evitare confusione, saranno designate come 1-C1, 2- L1, ecc. Le parti al di fuori di queste schede saranno denotate senza un indice aggiuntivo C1 R1, ecc. Lo schema schematico della scheda principale del ricevitore è mostrato in fig. uno.
Il segnale dall'antenna viene inviato al pin 1 della scheda. La selettività in radiofrequenza del ricevitore è assicurata da un unico circuito di ingresso 1-L1, 1-C1, 1-C2 L'impedenza di ingresso del mixer a diodi I-VD1-1-VD4 collegato a questo circuito è bassa (pochi kiloohm ), quindi anche il fattore di qualità caricato di questo circuito sarà piccolo - 25...30. Per questo motivo, la larghezza di banda del circuito di ingresso al livello -3 dB è compresa tra 450...550 kHz e non è necessario regolarla quando si sintonizza il ricevitore in gamma. Il coordinamento di questo circuito con una sorgente di segnale (50 ... 75 Ohm, ad esempio un dipolo alimentato da un cavo coassiale) è fornito dalla scelta delle capacità del condensatore 1-C1 e 1-C2. Il mixer è realizzato secondo un circuito bilanciato su diodi antiparalleli, che consente di ottenere un piccolissimo "creep" della tensione dell'oscillatore locale nell'antenna ed eliminare così le interferenze dei radioamatori che vivono nelle vicinanze. Il mixer è collegato completamente al circuito. Ciò ha permesso di ottenere una sensibilità sufficientemente elevata del ricevitore senza un amplificatore a radiofrequenza (anche se a costo di una certa perdita di selettività di ingresso). La tensione dell'oscillatore locale viene fornita al pin 12 della scheda e inviata al mixer attraverso un trasformatore di bilanciamento 1-T1. Dal punto medio dell'avvolgimento secondario (terminali 1-3) di questo trasformatore, i prodotti di miscelazione entrano nel filtro passa-basso 1-L2, 1-C6, 1-C7 con una frequenza di taglio di circa 2,5 kHz. Questo filtro seleziona un utile segnale di frequenza audio, che viene preamplificato da una cascata su un transistor 1-VT1. Per ottenere un livello minimo di rumore intrinseco, la tensione collettore-emettitore di questo transistor è stata scelta per essere di circa 2,5 V e la corrente di collettore era di circa 0,2 mA. Il guadagno della cascata è di circa 70. È determinato dal rapporto tra la "resistenza di carico nel circuito del collettore del transistor e la somma delle resistenze del resistore 1-R4 e della giunzione dell'emettitore del transistor. La resistenza di carico è le resistenze 1-R3, 1-R7, 1-R8 collegate in parallelo, così come il controllo del livello del segnale di frequenza audio R1, situato all'esterno della scheda (vedi Fig. 5). La resistenza di ingresso dell'amplificatore operazionale 1-DA1 e la resistenza di uscita del transistor 1-VT1 (sono anch'esse collegate in parallelo al carico) in questo caso possono essere trascurate. Il guadagno del preamplificatore viene impostato selezionando un resistore 1-R4 (ha scarso effetto sulla modalità di funzionamento CC del transistor). Per migliorare la selettività del ricevitore, un condensatore 1-C1 è collegato in parallelo al carico del transistor 1-VT9. Fornisce un'attenuazione aggiuntiva per segnali superiori a 5 kHz. L'amplificazione principale del ricevitore fornisce uno stadio sull'amplificatore operazionale 1-DA1. In generale, è richiesto un guadagno di circa 100000 dal percorso della frequenza audio del ricevitore.In questo caso, la tensione di rumore all'uscita dell'amplificatore operazionale (cioè in cuffia) sarà di circa 20 mV, poiché la tensione di rumore ridotto all'ingresso dell'amplificatore sul transistor 1-VT1, di solito si trova nell'intervallo 0,1 ... 0,3 μV. Inoltre, è già abbastanza difficile ottenere 0,1 μV: richiede l'uso di transistor con una figura di rumore normalizzata e un'attenta selezione della loro modalità operativa per corrente continua e alternata. Tenendo conto del rumore del mixer, la tensione di rumore totale all'uscita dell'amplificatore operazionale sarà di circa 30...40 mV. Sono già ben udibili in cuffia. L'aumento del loro livello al di sopra dei valori indicati limiterà la dinamica di uscita del ricevitore, definita come il rapporto tra il livello massimo del segnale di uscita e il livello di rumore all'uscita del ricevitore. Per i ricevitori a conversione diretta, che di norma non dispongono di un sistema di controllo automatico del livello, questo parametro è piuttosto importante. I moderni amplificatori operazionali hanno un guadagno di oltre centomila e sembrerebbe del tutto possibile limitarci a un solo stadio. Tuttavia, non lo è. In primo luogo, la maggior parte degli amplificatori operazionali ha caratteristiche di rumore peggiori (rispetto ai dispositivi basati su elementi discreti). Il livello di rumore dato all'ingresso di solito non è migliore di 1 µV. Per OU K140UD8, ad esempio, è addirittura di 3 μV. In secondo luogo, i guadagni dell'amplificatore operazionale sopra indicati sono solo per corrente continua ea frequenze molto basse - decine e centinaia di hertz. Con l'aumentare della frequenza, il guadagno massimo consentito della cascata sull'amplificatore operazionale diminuisce abbastanza rapidamente.
Sulla fig. 2, a mostra la caratteristica di ampiezza-frequenza dell'amplificatore operazionale K140UD8 (è tipico per un numero di amplificatori operazionali con correzione interna). Si può vedere che in un amplificatore con una larghezza di banda di circa 3 kHz, il guadagno massimo consentito è di soli 1000 (60 dB). Quindi è stato scelto per la cascata dell'amplificatore operazionale in questo ricevitore. Tenendo conto del guadagno del pre-stadio, il guadagno totale del percorso di frequenza audio del ricevitore è di circa 70. Un offset costante all'uscita dell'amplificatore operazionale (pari a circa la metà della tensione dell'alimentatore) imposta il divisore sui resistori 1-R7 e 1-R8. Il guadagno di questo stadio determina il rapporto tra le resistenze dei resistori 1-R14 e 1-R9. Il condensatore 1-C15 incluso nel circuito di feedback negativo attenua ulteriormente le alte frequenze all'uscita del ricevitore. Carico: le cuffie sono collegate tramite un condensatore di separazione (è installato all'esterno della scheda, vedere Fig. 5) al terminale 5. Per il ricevitore, le cuffie con una resistenza dell'emettitore di 50 ... 100 Ohm sono le più adatte (hanno un DC resistenza della bobina di 100 ...200 Ohm, poiché gli emettitori sono collegati in serie). Qui puoi anche usare cuffie con emettitori con una resistenza di 1600 ... 2200 Ohm, ma in questo caso vanno collegate in parallelo, osservando la polarità della connessione - è indicata sugli alloggiamenti degli emettitori. Per ricevere segnali dalle stazioni radio telegrafiche in condizioni di maggiore interferenza, la larghezza di banda della cascata sull'amplificatore operazionale 1-DA1 può essere ridotta collegando un doppio ponte a T al circuito di feedback negativo (resistori 1-R11 - 1-R13 , condensatori 1-C16-1-C18). A tale scopo, l'interruttore SA1 (vedi Fig. 5) è collegato all'uscita dell'amplificatore (pin 5) con l'ingresso T-bridge (pin 8). In una forma semplificata, la connessione del ponte a T nel circuito di retroazione negativa sull'amplificatore operazionale è mostrata in fig. 2b. Una caratteristica del doppio ponte a T è quella. che ad una certa frequenza (di solito si chiama frequenza di quasi-risonanza), il coefficiente di trasmissione ha un minimo, e per certi rapporti tra i valori dei condensatori e dei resistori in esso inclusi, può essere molto vicino a zero. Quindi per un doppio ponte a T, in cui le capacità di tutti e tre i condensatori sono le stesse e la resistenza del resistore nel ramo capacitivo è quattro volte inferiore rispetto agli altri due resistori. Per un tale ponte, il coefficiente di trasmissione alla frequenza di quasi risonanza sarà di circa 10-2. La dipendenza del coefficiente di trasmissione del doppio ponte a T utilizzato in questo ricevitore dalla frequenza è mostrata in fig. 3, un. Se un dispositivo a quattro terminali con una tale risposta in frequenza è incluso nel circuito di feedback negativo della cascata sull'amplificatore operazionale, come mostrato in Fig. 2, b, quindi in prima approssimazione, il coefficiente di trasferimento del dispositivo sarà determinato dal rapporto tra la resistenza di un resistore equivalente e la resistenza del resistore 1-R9.
È facile vedere che alla frequenza quasi di risonanza, quando K è vicino a zero, il guadagno dello stadio sarà approssimativamente lo stesso che in assenza di un ponte a T (cioè uguale al rapporto tra le resistenze dei resistori 1 -R14 e 1-R9). A frequenze lontane dalla frequenza di quasi risonanza, K è vicino all'unità e il guadagno dello stadio diminuisce notevolmente (approssimativamente al rapporto tra le resistenze dei resistori 1-R10 e 1-R9). Sembrerebbe che per migliorare la selettività abbia senso ridurre la resistenza del resistore 1-R10. Tuttavia, non lo è. In primo luogo, a bassi valori di resistenza al carico (e per il ponte a T 1-R10 - carico), le caratteristiche del ponte si deteriorano notevolmente. Ciò potrebbe essere evitato introducendo, ad esempio, un inseguitore di emettitore tra 1-R10 e il ponte a T. Ma poi il fattore di qualità equivalente del ponte aumenterà notevolmente e la larghezza di banda del ricevitore con il filtro attivato si restringerà a valori inaccettabili nella pratica (meno di 100 Hz). In altre parole, l'opzione utilizzata in questo ricevitore è vicina all'ottimo (in ogni caso, se teniamo presenti semplici soluzioni circuitali). La caratteristica ampiezza-frequenza del percorso della frequenza audio (senza filtro passa-basso) è mostrata in fig. 3b. Qui è mostrata anche la risposta in frequenza del tratto con un doppio ponte a T collegato. Per 0 dB, viene preso il coefficiente di trasmissione del percorso, corrispondente alla massima risposta in frequenza con il filtro disattivato. Tra il preamplificatore e l'amplificatore di uscita è presente un controllo del livello del segnale di frequenza audio. È collegato ai pin 9, 10, 11 della scheda. Il diagramma schematico della scheda dell'oscillatore locale è mostrato in fig. 4, un. Il generatore è assemblato su un transistor 2-VT1 secondo uno schema ben noto, prestiamo attenzione solo ad alcune delle sue caratteristiche. Per ridurre la tensione ad alta frequenza sul circuito del generatore (questo riduce il riscaldamento dei suoi elementi da correnti ad alta frequenza e, di conseguenza, aumenta la stabilità della temperatura dell'oscillatore locale), la tensione di alimentazione della cascata viene scelta relativamente bassa - meno di 6 V. Un blocco standard di condensatori variabili da un ricevitore di trasmissione viene utilizzato nell'oscillatore locale (solo una sezione). Il blocco non è soggetto ad alcuna alterazione e la necessaria sovrapposizione di frequenza è fornita dai condensatori di "stretching" 2-C1, 2-C2, 2-C4. Si noti che poiché il mixer del ricevitore è realizzato su diodi antiparalleli, il generatore funziona a metà frequenza (rispetto a quella operativa), ovvero copre la sezione 7000 ... 7175 kHz con un certo margine ai bordi dell'intervallo. Il resistore 2-RJ elimina l'autoeccitazione parassita del generatore alle basse frequenze, determinata dall'induttanza dell'induttore 2-L2. Invece di un resistore di zavorra convenzionale, nel circuito di alimentazione del diodo zener viene utilizzato un generatore di corrente stabile basato su un transistor ad effetto di campo 2-VT2. Per il ricevitore, questo non è molto importante: può essere sostituito con un resistore da 330 Ohm. Tuttavia, se l'oscillatore locale viene utilizzato anche nel percorso di trasmissione (in un ricetrasmettitore basato su questo ricevitore), l'uso di un generatore di corrente stabile nell'oscillatore locale migliorerà le caratteristiche dinamiche dello stabilizzatore di tensione, riducendo così la frequenza spuria manipolazione del generatore. La tensione ad alta frequenza dal generatore viene inviata a un follower di emettitore a due stadi. Il primo stadio funziona in modalità di classe A (transistor 2-VT3), il secondo - in classe B (transistor 2-VT4 e 2-VT5). Ciò consente di ridurre significativamente la potenza rilasciata sui transistor di uscita (ovvero, utilizzare qui normali transistor a bassa potenza). Per ottenere le stesse caratteristiche di carico nello stadio di uscita funzionante in classe A, bisognerebbe utilizzare un transistor ad alta frequenza di media potenza, risolvere il problema della rimozione del calore e del regime di temperatura dell'oscillatore locale. Il collegamento tra generatore e ripetitori è galvanico. La polarizzazione basata sul transistor 2-VT3 è impostata dal diodo zener 2-VD1 (con correzioni minori dovute alla caduta di tensione attraverso i resistori 2-R1 e 2-R5). La tensione di polarizzazione che apre i transistor di uscita imposta il resistore 2-R7. Lo scopo principale del resistore 2-R5 è impostare il livello di tensione di uscita dell'oscillatore locale (preliminare) in modo che i transistor follower di emettitore non siano sovraccaricati. Indebolendo il segnale in questo punto, disaccoppiamo ulteriormente il generatore dall'uscita del dispositivo, migliorandone le caratteristiche di carico.
Il resistore sintonizzato 2-R10 nel processo di stabilire il ricevitore seleziona accuratamente la tensione ottimale dell'oscillatore locale sul mixer a diodi. Se si prevede di trasformare nel tempo il ricevitore in un ricetrasmettitore, è consigliabile inserire immediatamente nell'oscillatore locale la possibilità di scordare la sua frequenza utilizzando un varicap e fornire anche un'uscita aggiuntiva per il percorso di trasmissione. Le misurazioni che devono essere effettuate nel circuito dell'oscillatore locale sono mostrate in Fig. 4b. Sono per lo più evidenti. Prendiamo solo nota. che dal pin 6 la tensione stabilizzata viene fornita ad un resistore variabile, che regola la tensione sul varicap. In fig. 5. Sulla fig. 6 mostra il circuito stampato del mixer e dell'amplificatore di frequenza audio del ricevitore, e in fig. 7 - circuito stampato dell'unità oscillatore locale (per la versione transceiver). Queste schede sono progettate per le seguenti parti: resistori - MLT-0,25, condensatori - KM e K50-6 (ossido), resistore trimmer - SPZ-4, condensatore variabile - KPE dal ricevitore radio Alpinist, choke 2-L2 - correttivo standard da un televisore a tubo. Puoi anche usare strozzatori della serie D e DM o fatti in casa. La bobina 1-L2 del filtro passa-basso è avvolta su un nucleo magnetico anulare in ferrite di dimensioni K20 x 12 x 6 costituito da un materiale con una permeabilità magnetica iniziale di 3000, un filo-PEV-2 con un diametro di 0,1 mm , il numero di giri è 430, l'induttanza è di circa 350 mH. Il trasformatore ad alta frequenza è avvolto su un circuito magnetico ad anello di dimensione K7 x 4 x 2 realizzato in ferrite con una permeabilità magnetica iniziale di 400...1000 (non critica). L'avvolgimento viene eseguito immediatamente con tre fili PEV-2 con un diametro di 0,1 ... 0,25 mm. L'inizio di uno degli avvolgimenti è collegato alla fine dell'altro: questo sarà il punto medio dell'avvolgimento secondario. L'avvolgimento rimanente viene utilizzato come primario. Le bobine 1-L1 e 2-L1 sono avvolte su telai in polistirene i cui disegni sono riportati in fig. 8, un. Hanno 17 giri di filo PEV-2 con un diametro di 0,4 mm. Trimmer - da ferro carbonile (M6 x 10). Queste bobine, poste in schermi di alluminio (Fig. 8, b), dovrebbero avere un'induttanza di 2,3 μH con il trimmer in posizione centrale (avvitato, a metà della bobina).
I transistor della struttura npn (1-VT1, 2-VT1, 2-VT3, 2-VT4) possono essere qualsiasi delle serie KT312, KT342, KT3102 e simili. I più ottimali per un preamplificatore di frequenze audio sono i transistor KT3102E e KT3102G (con una figura di rumore non superiore a 4 dB). Nell'oscillatore locale possono essere utilizzati anche transistor della serie KT315, ma in ogni caso il coefficiente di trasferimento di corrente (statico) deve essere almeno 100. Il transistor a struttura pnp nell'oscillatore locale (2-VT5) è KT361. KT3107 con qualsiasi indice di lettere. L'amplificatore operazionale K140UD8A (o K140UD8B - questo non è essenziale) è sostituito da qualsiasi amplificatore operazionale con correzione interna. Naturalmente, è del tutto possibile sostituirlo con un amplificatore operazionale con correzione esterna con opportune modifiche nel circuito. In ogni caso, la sostituzione dell'amplificatore operazionale richiederà modifiche al PCB del gruppo principale. Se viene utilizzato un amplificatore operazionale che non ha transistor ad effetto di campo all'ingresso (ad esempio K140UD7), è consigliabile prendere i resistori 1-R7 e 1-R8 con una resistenza non superiore a 150 kOhm e compensare il diminuzione del guadagno dello stadio preliminare selezionando la resistenza 1-R4. Il transistor ad effetto di campo nel generatore di corrente stabile (2-VT2) deve avere una corrente di drain iniziale di almeno 15 mA. Qui possono essere adatte singole istanze di transistor KP303E (hanno questo parametro nell'intervallo 5 ... 30 mA) e transistor KP302 con qualsiasi indice di lettere, ad eccezione di A (sono adatti solo i singoli esemplari di questa serie, poiché il loro iniziale la corrente di drain può variare tra 3 e 24 mA). Diodi nel mixer: qualsiasi silicio ad alta frequenza (KD503, KD521, ecc.). Il diodo zener 2-VD1 deve avere una tensione di stabilizzazione nell'intervallo 5,5 ... 6 V. Schematicamente, il design del ricevitore è mostrato in Fig. 9.
La configurazione del ricevitore può essere eseguita a pagamento. Applicando una tensione di + 3V al morsetto 12 della scheda principale, controllano le modalità degli elementi attivi per la corrente continua. Deviazioni da quelle mostrate in fig. 1 valori superiori al 20% indicheranno errori di installazione o difetti nelle parti utilizzate. Successivamente, è consigliabile controllare la risposta in frequenza end-to-end del percorso della frequenza audio applicando un segnale da un generatore con un'impedenza di uscita di 600 ... 1000 Ohm all'ingresso del filtro passa-basso (a il punto di connessione 1-L2 e 1-C6). Poiché il guadagno del percorso in frequenza audio del ricevitore è molto elevato, ciò è possibile solo se il radioamatore dispone di un generatore di frequenza audio con un basso livello di fondo. Il livello di rumore proprio dell'amplificatore (con l'oscillatore locale scollegato dal mixer), come già notato, dovrebbe essere di circa 20 mV. I suoi valori elevati indicano che il transistor 1-VT1 dovrebbe essere sostituito. Il prossimo passo è impostare la scheda dell'oscillatore locale. Controllando la frequenza dell'oscillatore locale mediante un frequenzimetro, un ricevitore di controllo o in altro modo, vengono impostati i limiti della sua sintonizzazione. Per fare ciò, con una capacità minima del KPI, il trimmer bobina 2-L1 raggiunge la frequenza di generazione di 10 ... 20 kHz superiore al valore di 7175 kHz. Spostando il rotore del condensatore nella posizione corrispondente alla capacità massima, viene verificata la frequenza di generazione. Se risulta essere leggermente inferiore a 7000 kHz, allora l'impostazione dei limiti di portata può essere completata a questo punto. Se è superiore a 7000 kHz, installare un condensatore 2-C1 di capacità inferiore e ripetere nuovamente la procedura descritta. L'impostazione dei limiti può essere notevolmente accelerata se, invece di 2-C1, è installato un condensatore di sintonia con un dielettrico ad aria. I condensatori trimmer come KPK o KPK-M non devono essere utilizzati. Hanno stabilità alle basse temperature e possono degradare significativamente le prestazioni dell'oscillatore locale. Dopo aver sostituito il condensatore 2-CJ, è necessario ogni volta mettere in pausa per stabilizzare il regime di temperatura del condensatore surriscaldato durante la saldatura. Se nell'oscillatore locale viene utilizzato un generatore di corrente stabile, prima di impostare il generatore, è necessario selezionare un resistore 2-R3 in modo che la corrente totale attraverso il transistor ad effetto di campo (generatore più diodo zener) sia di circa 15 mA . Avendo interrotto la generazione dell'oscillatore locale in un modo o nell'altro, selezionando il resistore 2-R7 ottengono che la corrente attraverso i transistor 2-VT4 e 2-VT5 sia di circa 2 mA. Quindi, viene ripristinato il funzionamento del generatore e, selezionando un resistore 2-R5, viene impostata una tensione ad alta frequenza all'uscita dell'oscillatore locale (il motore 2-R10 è nella posizione superiore secondo lo schema) di circa 1 V (valore effettivo). Successivamente, è possibile verificare le caratteristiche di carico dell'oscillatore locale: la modifica del carico da inattivo a 50 ohm non dovrebbe modificare la frequenza di generazione di oltre 50 ... 70 Hz. Ora le schede del ricevitore dovrebbero essere installate nella custodia (una delle possibili opzioni è mostrata in Fig. 9) e dovrebbe essere eseguita una complessa regolazione del ricevitore. Il primo test delle prestazioni del ricevitore è un aumento del livello di rumore in uscita, quando al mixer viene applicata una tensione dell'oscillatore locale ad alta frequenza. Il rumore dovrebbe essere circa raddoppiato. Dopo essersi sintonizzati su una stazione radioamatoriale, selezionano la tensione ottimale dell'oscillatore locale (in base al suo volume massimo). Va notato che questa regolazione è piuttosto critica: a livelli bassi e alti, il coefficiente di trasmissione del mixer diminuisce notevolmente. Lo stadio finale è la regolazione del circuito di ingresso 1-L1. Un doppio ponte a T di solito non richiede regolazioni. Se si scopre che i coefficienti di trasferimento corrispondenti alla risposta in frequenza massima con il ponte acceso e spento sono notevolmente diversi, è necessario selezionare un resistore 1-R13. La modifica del valore di questo resistore cambia in qualche modo la frequenza di risonanza e, in misura molto maggiore, il coefficiente di trasferimento. Ciò è dovuto non solo a un cambiamento nella risposta in frequenza del doppio ponte a T, ma anche alla sua risposta in frequenza di fase.
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