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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricevitore radio Contest-RX. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / ricezione radiofonica Questo ricevitore ha parametri migliori rispetto al ricevitore “Super-Test” sviluppato dall'autore dell'articolo precedente e pubblicato nel numero di marzo 2002 della rivista. È più sensibile e ha una migliore gamma dinamica. Questo ricevitore pone l'accento sul trasferimento del guadagno del ricevitore in misura maggiore agli stadi di bassa frequenza. Ciò è stato fatto deliberatamente, poiché alle basse frequenze è più facile ottenere un rapporto segnale-rumore più elevato con la stessa base di elementi che alle alte frequenze. Inoltre, lo schema applicato di controllo del guadagno separato per UHF e IF ha permesso di aumentare significativamente la qualità della ricezione nelle gamme delle basse frequenze senza deteriorare le prestazioni dinamiche. Molta attenzione viene prestata al GPA nel ricevitore. Utilizza il circuito Wakar, che ha una maggiore stabilità della frequenza. Il montaggio del generatore su supporti ceramici (incluso l'uso di ceramica nelle bobine e nei condensatori) e l'uso di un transistor con piccole capacità di passaggio hanno portato ad una maggiore stabilità della frequenza VFO. Inoltre, è diventato possibile eseguire la compensazione termica in un solo intervallo: 18 MHz quando si utilizza lo stesso tipo di condensatori con TKE vicino allo zero. L'uso di un sistema DAC in questo ricevitore elimina completamente l'idea di utilizzare un sintetizzatore di frequenza multi-dettaglio e rumoroso. Va detto anche del sistema AGC. È stato portato, se non alla perfezione, al risultato desiderato (con una base di elementi limitata). La possibilità di impostare la soglia di risposta del sistema AGC, l'autonomia di funzionamento e la capacità di leggere le letture del misuratore S indipendentemente dalla posizione dei cursori del resistore che controllano il guadagno, prevenzione dei clic quando compaiono potenti segnali di impulso all'ingresso del ricevitore - queste non sono tutte le qualità utili di questo circuito. Non ci sono dissipatori di calore nel ricevitore (ad eccezione di uno piccolo sul chip DA1). È possibile installare filtri a due sezioni in ingresso. L'uso di un altoparlante a tutti gli effetti, la distanza del GPA dall'altoparlante e dal trasformatore di rete (per evitare feedback elettromagnetici e meccanici indesiderati), la possibilità di installare controlli di grandi dimensioni sul pannello frontale e il libero accesso agli elementi radio (la scala digitale si rimuove facilmente - tre viti) sono molto utili in questo progetto. In una parola, questo design è il più avanzato rispetto agli altri miei progetti (con una base di elementi leggermente aumentata).
Lo schema del ricevitore è mostrato in Fig. 1. È una supereterodina con una conversione di frequenza.
Il segnale a radiofrequenza attraverso la presa dell'antenna XW1, il condensatore C1 e l'interruttore SA1.1 viene fornito a una parte della bobina L1 che, insieme al condensatore variabile C4, forma il circuito di ingresso. La commutazione del ricevitore da banda a banda si effettua chiudendo la parte corrispondente delle spire della bobina con la sezione commutatore di banda SA1.2. La sezione di commutazione SA1.1 su qualsiasi banda collega solo parte delle spire (circa la metà) della bobina del circuito di ingresso all'antenna, garantendo così un adattamento accettabile con l'antenna. Nella gamma di 1,8 MHz, il condensatore C4 è collegato in parallelo al KPI C2, il che rende possibile sintonizzarsi su questa gamma di frequenza riducendo contemporaneamente il coefficiente di sovrapposizione di frequenza. Dal circuito di ingresso, il segnale RF attraverso il condensatore C3 viene fornito al primo gate del transistor VT1, operante nella cascata dell'amplificatore RF. La tensione di controllo AGC viene applicata al secondo gate di questo transistor. Viene alimentato tramite il resistore R4, che regola manualmente il guadagno di questo stadio. Dal segnale URF viene alimentato ad un mixer bilanciato a doppio ponte. Questo mixer include due ponti a diodi VD1-VD4, VD5-VD8, due trasformatori T1, T2 e due resistori R7, R8. La presenza di resistori consente di implementare la modalità di commutazione dei diodi con una tensione dell'oscillatore locale relativamente elevata e di limitare la loro corrente alla semionda di apertura della tensione al valore massimo consentito. Questo mixer è una delle opzioni mixer di fascia alta, in grado di fornire un'ampia gamma dinamica grazie all'elevata tensione dell'oscillatore locale. Le qualità positive di questo mixer includono un buon isolamento dei circuiti di ingresso e eterodina. Il segnale GPA viene alimentato a uno degli avvolgimenti del trasformatore T2 e il segnale a radiofrequenza viene alimentato al punto di giunzione dei due avvolgimenti del trasformatore T1. Il segnale a frequenza intermedia di 5,5 MHz viene rimosso dal quarto avvolgimento T1, che è collegato in serie con il terzo avvolgimento, il che garantisce un buon adattamento con l'ingresso ad alta impedenza dello stadio successivo. Successivamente, il segnale IF viene amplificato da una cascata composta da transistor VT2VT3 utilizzando un circuito cascode, dove VT2 è collegato a una sorgente comune e VT3 è collegato a una base comune. Il segnale IF isolato sul circuito L3C13 viene inviato al filtro di selezione principale, che utilizza un filtro al quarzo a otto cristalli realizzato secondo un circuito a scala. Quando i contatti del relè K1.1, K2,1 sono chiusi, cortocircuito. 1, K4.1, la larghezza di banda del filtro viene ridotta da 2,4 a 0,8 kHz. Dall'uscita del filtro al quarzo, il segnale IF attraverso il trasformatore di adattamento TZ viene fornito al secondo IF, realizzato sul transistor VT4 secondo un circuito a sorgente comune. La tensione di controllo AGC viene fornita alle seconde porte dei transistor ad effetto di campo di entrambi gli amplificatori IF. Il resistore R69 viene utilizzato per regolare manualmente il guadagno degli stadi precedenti. Dal circuito L5C35, il segnale IF viene fornito al rilevatore di segnale SSB, realizzato utilizzando diodi VD9-VD12 utilizzando un circuito bilanciato ad anello. Attraverso il resistore di bilanciamento R23 viene fornito anche il segnale di un oscillatore locale al quarzo standard con una frequenza di 5,5 MHz, assemblato su un transistor VT13. Dall'uscita del rilevatore SSB, il segnale 34 attraverso un filtro passa basso (C37R24C42) e un condensatore non polare C40C41 creato artificialmente, necessario per evitare lo sbilanciamento del mixer ad anello con una tensione costante che può provenire dalla base VT5 quando il i parametri del condensatore elettrolitico C44 cambiano nel tempo, viene fornito alle frequenze del preamplificatore a bassa tensione, realizzato su transistor a basso rumore VT5 e VT6 utilizzando un circuito cascode. Il primo transistor è collegato secondo un circuito di emettitore comune, il secondo con una base comune. Dal collettore VT6, il segnale 3H passa attraverso il resistore di controllo del guadagno a bassa frequenza R32 all'ULF finale (DA1) e dalla sua uscita all'altoparlante BA1 o ai telefoni, a seconda della posizione dell'interruttore SA3. Dal collettore VT6, il segnale 3H passa anche attraverso la cascata sul transistor VT7 e l'interruttore SA2 al circuito di controllo automatico del guadagno (AGC), realizzato sul transistor VT14. Un raddrizzatore AGC è realizzato sui diodi VD17 e VD18.Il valore della resistenza R74 determina la soglia di risposta del sistema AGC e il valore della capacità C120 determina il tempo di risposta. I diodi VD5, VD6 impediscono la chiusura completa di VT14 quando un potente segnale di impulso appare all'ingresso del ricevitore, impedendo la comparsa di clic negli altoparlanti La presenza del resistore R68 consente di limitare la tensione di controllo AGC dall'alto, mentre il resistore R70 consente di rimuovere la sezione non funzionante dal basso.L'emettitore VT14 include il dispositivo di misurazione PA1 come S-meter. R71 limita il segnale fornito a PA1 dall'alto e VD25 crea non linearità per segnali con livelli elevati, il che è conveniente durante la loro lettura. Il condensatore C119 blocca le interferenze HF. All'ingresso “B” viene fornita una tensione di controllo di + 12 V per bloccare il ricevitore quando il trasmettitore è in funzione. Il generatore di gamma uniforme (VFO) è realizzato utilizzando un transistor VT8. I vantaggi del GPA includono l'uso di uno stadio amplificatore-duplicatore e una frequenza intermedia di 5,5 MHz. Questo IF ha meno punti interessati durante la conversione rispetto ad altri valori IF. Lo stabilizzatore parametrico di tensione VD14R50 e il condensatore C86 prevengono la dispersione di tensione ad alta frequenza nel circuito di alimentazione e forniscono una maggiore stabilità dei parametri del segnale di uscita. La sezione interruttore SA1.3 collega i condensatori VPA a varie gamme di frequenza, e la sezione SA1.4 collega i condensatori C90 e C91, utilizzati per ottenere lo stiramento necessario su varie gamme. Il resistore R44 migliora l'isolamento tra il generatore e lo stadio successivo. Le frequenze generate dal GPA sono elencate nella tabella. 1.
Il transistor VT9 viene utilizzato come amplificatore GPA a banda larga. La capacità passa basso del circuito di gate e l'elevata impedenza di ingresso della cascata contribuiscono a un buon disaccoppiamento del generatore dalle altre cascate. L'uscita dell'amplificatore GFO viene caricata su un filtro passa-basso ellittico del settimo ordine con una larghezza di banda di 7,33...12,668 MHz. La frequenza di taglio del filtro è 12,72 MHz. Per tutte le componenti spurie dello spettro del segnale generato è prevista una soppressione di oltre 35 dB. L'uscita del filtro passa basso è collegata all'ingresso di una cascata composta dai transistor VT10 e VT11, che è un amplificatore duplicatore commutabile. Le modalità di questa cascata vengono commutate utilizzando i contatti relè K5.1. Sulle bande 1,9; 3,5; 7; 14; L'amplificatore duplicatore da 18 MHz funziona come un amplificatore, mentre sugli altri funge da duplicatore. Quando si passa dalla modalità di raddoppio alla modalità di amplificazione, il collettore del transistor VT10 viene spento e il transistor VT11 viene trasferito alla modalità lineare di classe A applicando ulteriore polarizzazione positiva al circuito di base dovuta alla connessione del resistore R57. In modalità raddoppio, il segnale proveniente dal trasformatore di ingresso T5 viene fornito in antifase alle basi dei transistor. I collettori a transistor sono collegati in parallelo e caricati sull'avvolgimento di ingresso del trasformatore T4. Dall'avvolgimento di uscita T4, il segnale GPA viene alimentato al primo mixer del ricevitore attraverso l'emettitore (VT12) e dal suo centro (pin “B”) alla scala digitale e all'attacco di trasmissione. Il pin “A” viene utilizzato quando si visualizza la risposta in frequenza di un filtro al quarzo e lo si imposta secondo il metodo descritto in [1]. Se il ricevitore è destinato ad essere utilizzato insieme a un set-top box trasmittente, allora nel GPA dovrebbe essere introdotto un sistema di dissintonizzazione e, quando si lavora con le comunicazioni digitali, un sistema CAFC [8]. Questo sistema funziona insieme al Scala V. Krinitsky [2], e il suo funzionamento è descritto in dettaglio in [ 3]. Il ricevitore può utilizzare non solo questa bilancia digitale, ma anche altre, ad esempio quelle di V. Buravlev, S. Vartazaryan, V. Kolomiytsev [4]. Quando si utilizza la scala di V. Krinitsky, per la corretta lettura della frequenza, è necessario scrivere i numeri 945000 nelle gamme delle basse frequenze (fino a 10 MHz compresi) e 055000 nelle gamme delle alte frequenze. Un frammento dello schema elettrico della bilancia digitale con elementi per la registrazione dei numeri sopra menzionati e un circuito di commutazione per la registrazione dei numeri sulla scala sono mostrati in [8]. L'alimentatore è costituito da un trasformatore di rete T6, un ponte raddrizzatore VD21-VD24 e uno stabilizzatore realizzato su DA2, VT15, VT16 e VT17. Il collettore del transistor VT17 è “montato” direttamente sul corpo del telaio. Sull'emettitore di questo transistor rispetto al corpo è presente una tensione negativa, che può essere utilizzata per bloccare ulteriormente gli stadi del ricevitore se utilizzato insieme a un attacco di trasmissione. Il fattore di stabilizzazione della tensione di uscita di questo stabilizzatore è almeno 4000. Il ricevitore è realizzato in un alloggiamento con dimensioni di 290x178x133 mm realizzato in duralluminio di spessore 1,5 mm. Il telaio è realizzato in duralluminio di 4 mm di spessore. Una vista del telaio da entrambi i lati è riportata in [8]. La profondità del telaio nella parte inferiore è di 53 mm. Gli scomparti GPA, così come il condensatore C76, sono realizzati con piastre di duralluminio con uno spessore di 5 e 1,5 mm. Le parti GPA sono montate su rack realizzati con fusibili ceramici guasti (i resti dei conduttori che trasportano corrente devono essere rimossi dai fusibili). I rack vengono inseriti negli incavi praticati (non passanti) nel telaio e fissati con la colla Moment. Questa installazione aiuta ad aumentare la stabilità della frequenza. Il fondo del vano GPA è coperto da una copertura in duralluminio spessa 1,5 mm. Il condensatore C76 è coperto da una copertura simile nella parte superiore. Il telaio è provvisto di fori sagomati ricavati per l'installazione dei circuiti stampati e per il loro fissaggio sono realizzati anche fori filettati MZ. I condensatori C124 e C126 passano attraverso fori rotondi nel telaio. Il chip DA1 è dotato di un piccolo dissipatore di calore. È possibile utilizzare filtri dual-link nei circuiti di ingresso del ricevitore. Per fare ciò, è possibile spostare il condensatore C4 in avanti sui condensatori di trimming C55-C65. Nello spazio libero viene praticato un foro per installare la scheda con filtri. La scala digitale è fissata con tre viti su boccole filettate. Una vista del pannello frontale del ricevitore è mostrata in [8]. È realizzato in duralluminio di 2 mm di spessore e verniciato con vernice nitro nera. Sulla vernice sono incollati pezzi di carta rettangolari con iscrizioni esplicative. Il pannello frontale è coperto superiormente da un falso pannello in vetro organico trasparente e incolore di 2 mm di spessore, che funge da vetro per la scala digitale e, allo stesso tempo, protegge le iscrizioni da eventuali danni. Sul contropannello è applicato un sormonto decorativo in polistirolo bianco di spessore 2 mm. Inserti in plastica colorata in blu e rosso sono incollati nel rivestimento bianco per incorniciare la scala digitale e il misuratore S. All'interno della bilancia digitale è installato un filtro in plexiglass verde (2 mm). L'altoparlante è coperto da una griglia decorativa rossa. La parte principale dei componenti radio è installata su quattro circuiti stampati. I circuiti stampati sono realizzati in fibra di vetro a doppia faccia di 1,5 mm di spessore. La pellicola di rame sul lato dei componenti radio non è stata completamente rimossa. Lungo i bordi delle schede, così come sotto i divisori dello schermo, vengono lasciate tracce larghe 3 mm, alle quali sono saldati gli schermi (ottone di 0,5 mm di spessore). Gli schermi scatolari del filtro a cristallo e dell'oscillatore a cristallo di riferimento sono rimovibili. La topologia dei circuiti stampati è riportata in [8]. Il ricevitore utilizza componenti radio ampiamente utilizzati. Resistori dei tipi MLT-0,125, MLT-0,5, MLT-1. Resistori variabili - SPZ-9a Transistor KP350B può essere sostituito con KP306, KT339B - con 2T3124A-2, KT342 - con KT306, KT660B - con KT603B, KT608B, KT646B, KT606B - con KT904A, KT312B - con KT306, KT342 25, MP501B - acceso KT1M . Altoparlante - testa dinamica tipo 50GD1. La lampada a incandescenza HL28 viene utilizzata con una tensione di 28 V (CAM-300) e può essere sostituita con diversi LED gialli collegati in serie con resistori da 500-1 Ohm e posizionati attorno al perimetro del dispositivo PAXNUMX. In questo caso, l'illuminazione dell'S-meter diminuirà leggermente, ma sarà facilitato il regime termico del GPA, che avrà un effetto positivo sulla stabilità della sua frequenza. Relè K1-K5 - Passaporto RES49 RS4.569.423 o RS4.569.421 -00. Il ricevitore utilizza condensatori del tipo KT-1, KD-1, KM, KLS, K50-6. Il condensatore C80 è il gruppo PZZ e C81 è M47. Per sintonizzare il ricevitore in frequenza e regolare il suo circuito di ingresso, è stato utilizzato il cosiddetto passaporto differenziale KPI ("farfalla") YAD4.652.007 della stazione radio R-821 (822). Per aumentare la capacità massima, i loro statori sono collegati tra loro e i rotori sono collegati a un filo comune. La testa di misura PA1 è un microamperometro M476/3 con una corrente di deflessione completa dell'ago di 100 μA (dal registratore Romantic-3). Gli interruttori SA2, SA3, SA4, SA5, "Sulla stabilizzazione" e "Sulla desintonizzazione" vengono utilizzati del tipo VKZZ-B15. Il filtro al quarzo e l'oscillatore al quarzo utilizzano risonatori al quarzo del set n. 1 "Risonatori al quarzo per radioamatori" (passaporto IG2.940.006 PS), prodotto dall'omonimo stabilimento di produzione di strumenti di Omsk. Kozitskij. Trasformatore di rete T6 tipo TN 34-127/220-50. Può essere sostituito da qualsiasi trasformatore di filamento con una potenza superiore a 30 W e con 2-3 avvolgimenti di filamento per una tensione di 6,3 V e una corrente superiore a 0,9 A. Se vengono utilizzati tutti e tre gli avvolgimenti, è consigliabile utilizzare prese da cinque volt. I dati di avvolgimento dei circuiti sono indicati in tabella. 2. Il design della bobina L1 è mostrato in Fig. 2
La configurazione del ricevitore inizia con la verifica della funzionalità dell'alimentatore e l'impostazione della tensione su +12 V con il resistore R79. Successivamente, tutte le cascate vengono controllate per l'assenza di cortocircuiti nei circuiti di alimentazione e quindi viene loro fornita l'alimentazione. Successivamente, iniziano a sintonizzare gli oscillatori locali.La sintonizzazione dell'oscillatore locale al quarzo di riferimento (VT13) consiste nel ruotare il nucleo della bobina L12 fino a ottenere una generazione stabile e l'ampiezza di uscita massima. Regolando il nucleo della bobina L14, la frequenza di generazione viene impostata dietro la pendenza inferiore delle caratteristiche del filtro al quarzo. Se non c'è generazione, è necessario verificare la funzionalità delle parti del generatore. A proposito, è consigliabile farlo con ogni parte (e soprattutto con quelle nuove) prima di installarla sul circuito stampato. La generazione in uscita viene monitorata con un voltmetro RF ad alta resistenza o, meglio ancora, con un oscilloscopio, nonché con un frequenzimetro.
L'impostazione del generatore di gamma uniforme (VT8) inizia con la definizione della gamma di 18 MHz ruotando il rotore del condensatore regolato C60. L'interruttore SA1 è mostrato nella posizione 14 MHz. Dopo l'installazione, la compensazione termica viene effettuata sostituendo i condensatori C80, C81 con uguale capacità, ma con coefficienti di temperatura diversi (TKE). Successivamente, gli intervalli rimanenti vengono disposti nello stesso modo descritto sopra regolando i condensatori C55-C59, C61-C65 e, se necessario, selezionando i condensatori C66-C74. Se si utilizzano condensatori con TKE pari a zero (anche l'uso di condensatori di tipo KSO con la lettera G dà buoni risultati), non è necessario eseguire la compensazione termica in questi intervalli. Selezionando i valori dei condensatori C90, C91, viene effettuato lo stretching necessario su tutti gli intervalli (in base alle posizioni dell'interruttore SA1.4) in modo che il margine di sovrapposizione sia del 10-15%. Le frequenze sono organizzate secondo le gamme secondo la tabella. 1. Successivamente, impostare la cascata realizzata sul transistor VT9 selezionando il valore del resistore R49 in base al segnale massimo al drain di questo transistor (la forma è un'onda sinusoidale regolare). Lo fanno in questo modo: sostituiscono temporaneamente R49 con un resistore variabile con un valore nominale di 47 kOhm (i conduttori di collegamento devono avere la lunghezza minima possibile), configurare la cascata e quindi, dopo aver misurato il valore della resistenza risultante, sostituire con un resistore costante di valore vicino. Il filtro passa-basso viene regolato ruotando i nuclei delle bobine L9, L10, L11 in modo da ottenere una risposta uniforme nella banda di frequenza 7,33-12,668 MHz. La frequenza di taglio dovrebbe essere 12,72 MHz. Controlla l'impostazione con un misuratore di risposta in frequenza o un oscilloscopio. Successivamente, impostare l'amplificatore/duplicatore (VT10, VT11). L'impostazione inizia in modalità raddoppio sulla gamma 28 MHz selezionando il valore del resistore R56 fino ad ottenere in uscita l'ampiezza massima del segnale di forma sinusoidale corretta ( "B"). Quindi SA1 viene commutato sulla banda di selezione da 1,9 MHz, in cui questo stadio funziona in modalità di amplificazione. L'impostazione si effettua selezionando il valore del resistore R57 fino ad ottenere sull'uscita “B” un segnale massimo di forma sinusoidale corretta. L'inseguitore di emettitore (VT12) viene configurato selezionando il valore del resistore R61 fino a ottenere sul suo emettitore un segnale massimo della forma sinusoidale corretta. Se sono presenti irregolarità nell'ampiezza del segnale di uscita GPA, quest'ultimo dovrebbe essere eliminato ruotando i nuclei delle bobine L9, L10, L11. Se sull'uscita GPA si osserva una distorsione del segnale sotto forma di meandro o un'ampiezza del segnale superiore a 4 V (effettiva), è necessario aumentare il valore del resistore R44. Quando si stabilisce sistemi di detuning Il cursore del resistore R12 è impostato sulla posizione centrale e, selezionando il valore del resistore R11, le frequenze vengono abbinate quando la desintonizzazione è attivata e disattivata. Regolando il resistore R9, le frequenze di trasmissione e ricezione corrispondono. Selezionando il valore del resistore R3, le frequenze vengono raggiunte quando il sistema DAC è acceso e senza di esso. Il controllo della funzionalità dell'amplificatore a bassa frequenza si riduce al monitoraggio della tensione sul pin 12 del chip DA1. Dovrebbe essere pari alla metà della tensione di alimentazione. All'ingresso ULF viene fornito un segnale con una frequenza di 1 kHz e una tensione di 20 mV. Modificando la frequenza del generatore nella gamma audio, assicurarsi che non vi sia alcuna distorsione evidente del segnale all'uscita ULF monitorando con un oscilloscopio. Le caratteristiche nella regione delle alte frequenze vengono regolate selezionando i condensatori C51, C52, C53. L'ULF preliminare viene regolato selezionando il resistore R25 fino ad ottenere in uscita il segnale massimo in assenza di distorsioni evidenti alla vista. Dopo l'ULF, iniziano la configurazione dell'amplificatore (VT2, VT3. VT4). Dal GSS, un segnale con una frequenza di 5,5 MHz e una tensione di 10 mV (non modulato) viene fornito all'uscita inferiore del condensatore C9 attraverso un condensatore con una capacità di 5...10 pF. Successivamente, ruotando a turno i nuclei delle bobine L3, L5, si ottiene il segnale massimo sull'uscita ULF. Il filtro al quarzo dovrebbe essere in modalità banda larga, il resistore R69 dovrebbe essere nella posizione di guadagno massimo. Ruotando il nucleo della bobina L14 nell'oscillatore locale al quarzo di riferimento, si ottiene un segnale di uscita di circa un kilohertz. L'installazione finale del laser e la messa a punto del filtro al quarzo vengono eseguite dopo che il ricevitore è stato completamente configurato. Poiché le letture di uscita si avvicinano al massimo quando si impostano L3, L5, la tensione del generatore all'ingresso dovrebbe essere gradualmente ridotta. Successivamente, il segnale GSS viene fornito all'ingresso dell'antenna con una frequenza corrispondente alla gamma selezionata e, regolando il condensatore C4, si ottiene il segnale massimo in uscita. In questo caso, il cursore del resistore R4 “URCH” dovrebbe essere nella posizione corrispondente al guadagno massimo (a valle del circuito). Sulla gamma 1,9 MHz potrebbe essere necessario selezionare il condensatore C2. Successivamente, inizia a configurare il filtro al quarzo. Per fare ciò, un segnale dal GSS o dal ricetrasmettitore (il nonio del ricetrasmettitore consente di modificare la frequenza in modo molto fluido) con una frequenza dell'intervallo selezionato e una tensione di 1 µV viene fornito all'ingresso dell'antenna del WV0,3 ricevitore. Modificando gradualmente la frequenza di ricezione del ricevitore sintonizzato, le letture dell'S-meter e le corrispondenti letture della scala digitale vengono prese e registrate nella tabella. Quindi, secondo questa tabella, viene disegnato un grafico della risposta in frequenza del filtro. Le letture del misuratore S sono tracciate verticalmente (in unità relative) e la frequenza è tracciata orizzontalmente ogni 200 Hz. La forma della risposta in frequenza viene utilizzata per giudicare la qualità del filtro. Se ci sono grandi irregolarità nella caratteristica (attenuazione superiore a 6 dB, blocchi e gobbe) o una piccola larghezza di banda (meno di 2 kHz), o un fattore di ortogonalità insoddisfacente (peggiore di 1,4 a livelli -80/-3 dB), allora il filtro deve essere regolato modificando alternativamente i valori dei suoi condensatori. Il controllo viene effettuato analizzando la costruzione ripetuta dei grafici della risposta in frequenza. Se non è possibile ottenere una risposta in frequenza accettabile, è necessario sostituire il quarzo. Nella modalità a banda stretta (i contatti SA4 sono chiusi), il filtro viene regolato selezionando i condensatori C18, C22, C26, C29, ottenendo un restringimento della banda. Una larghezza di banda di 0,8 kHz è ottimale per questo design del filtro. Il modo più semplice per regolare un filtro è utilizzare un misuratore di risposta in frequenza di ampiezza (AFC). Per visualizzare la risposta in frequenza del filtro (nonché le sue impostazioni), è possibile utilizzare il metodo descritto in [1]. La frequenza finale dell'oscillatore locale al quarzo di riferimento viene impostata dopo aver regolato il filtro al quarzo regolando L14, dietro la pendenza inferiore della risposta in frequenza. Il rilevatore SSB viene bilanciato regolando il resistore R23 al minimo del segnale laser (5,5 MHz) sul resistore R24; il condensatore C37 deve essere scollegato durante la procedura di bilanciamento (non dimenticare di ricollegarlo successivamente). L'impostazione del sistema AGC comporta la selezione del valore del condensatore C120, da cui dipende il suo tempo di risposta. La selezione di questo condensatore viene effettuata in modalità banda larga in base alla migliore corrispondenza del movimento della freccia del dispositivo PA1 alle variazioni dei segnali e al tempo sufficiente per mantenere la freccia ai massimi del segnale per poterla acquisire visivamente le letture dal dispositivo. In questo caso, viene raggiunta la necessaria fluidità delle variazioni del guadagno dell'amplificatore. Quando il dispositivo PA1 va fuori scala in corrispondenza dei picchi di segnale è necessario ridurre il valore della resistenza R71. Selezionando il resistore R74, si ottiene il livello richiesto della soglia di risposta del sistema AGC e il resistore R68 - il guadagno IF massimo con la manopola R69 impostata sulla posizione di guadagno massimo. In questo caso, la tensione costante sulle seconde porte VT1, VT2, VT4 non deve superare +5 V. Selezionando il resistore R70, la sezione non funzionante del resistore R69 viene rimossa (quando si gira la manopola R69 il guadagno dell'amplificatore non cambia ). Letteratura
Autore: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazakistan
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