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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricetrasmettitore HDK-97. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili Nel progetto proposto vengono utilizzati molti nodi di altri dispositivi, le cui descrizioni sono state pubblicate nella letteratura radioamatoriale. Questo approccio ha permesso all'autore di questo articolo di creare un ricetrasmettitore multibanda relativamente semplice con buone caratteristiche tecniche. Il ricetrasmettitore "HDK-97" è progettato per comunicazioni ON e SSB su bande amatoriali 10, 15, 20, 40, 80 e 160 metri. Durante il suo sviluppo, il compito era quello di creare un dispositivo tecnologicamente avanzato e facilmente ripetibile utilizzando i circuiti radioamatoriali già noti (migliori, secondo l'autore). Sono stati prodotti diversi esemplari di ricetrasmettitori con le seguenti caratteristiche tecniche:
Il ricetrasmettitore è realizzato secondo lo schema con una conversione di frequenza ed è composto da 14 blocchi funzionalmente completati. La base dell'apparato è il blocco A1 (Fig. 1). Questo è un percorso ricetrasmettitore inverso a basso segnale, la cui descrizione è stata pubblicata in [1]. Ha subito alcune modifiche. Senza entrare nei dettagli, notiamo solo che sono state apportate aggiunte allo schema, che hanno permesso di migliorare notevolmente il funzionamento del percorso.
Nel circuito di controllo in cascata sul transistor VT1, ad esempio, viene introdotto il relè K1. Con i suoi contatti in trasmissione, disconnette la bobina di accoppiamento del trasformatore T1 dal bersaglio dell'emettitore del transistor, impedendo l'autoeccitazione della cascata. Il controllo automatico del guadagno viene eseguito a una frequenza intermedia e non bassa, come nella sorgente originale. Il circuito sorgente dell'amplificatore IF risonante sul transistor VT3 include una cascata di controllo AGC sul transistor VT4. In assenza di segnale (in modalità di ricezione), viene fornita una tensione di circa +3 V dal blocco A1 (AGC) al pin 3,5 del blocco A5. Il transistor VT4 è aperto e l'IF ha il massimo guadagno. Con l'avvento del segnale, la tensione AGC diminuisce da +3,5 V a zero, il transistor VT4 si chiude e, di conseguenza, il guadagno in cascata sul transistor VT3 diminuisce. La resistenza di carico del filtro al quarzo ZQ1 (determinata dal resistore R12) non cambia, poiché il collettore VT4 è collegato ad alta frequenza a un filo comune attraverso il condensatore C13. Il secondo mixer sul T5VD20-VD23T6 è integrato con un resistore di sintonia R16, che ha permesso di bilanciare il mixer e di eliminare completamente il supporto. Migliore disaccoppiamento del secondo miscelatore con cascate UZCH. Alla frequenza IF è costantemente caricato di 50 ohm attraverso il condensatore C24, e la catena L10C25 impedisce che venga sbilanciato dagli stadi successivi. L'UZCH preliminare è realizzato su due transistor: VT5 e VT6. Ha un guadagno elevato con un basso livello di rumore proprio. La sostituzione del chip DA1 (VLF) KV74УН4 con il chip К174УН7 ha permesso di eliminare il problema dell'autoeccitazione dell'amplificatore e semplificare questo assemblaggio (non era necessario uno stabilizzatore +9 V). L'uso del chip K140UD6 (DA2) nell'amplificatore del microfono invece dei transistor ha semplificato la creazione di questa cascata. Il percorso è integrato con un dispositivo di autocontrollo nella modalità di trasmissione (T7VD16-VD19), che è preso in prestito senza modifiche da [2]. Sulla fig. 2 mostra uno schema di un filtro al quarzo. È realizzato secondo lo schema ladder sui risonatori importati utilizzati nei decoder TV.
Con una buona ripetibilità, il filtro non richiede quasi nessuna messa a punto. Le sue caratteristiche principali sono le seguenti:
Lo schema GPA (A2) è mostrato in fig. 3.
L'oscillatore principale è realizzato su un analogo del diodo lambda, che è assemblato sui transistor VT2 e VT3. I dispositivi di questo tipo hanno un'elevata efficienza, una buona stabilità della temperatura, un'ampiezza del segnale di uscita relativamente ampia e, soprattutto, stabile. L'oscillatore principale è alimentato da uno stabilizzatore sugli elementi VT1 e DA1. Transistor VT4 - amplificatore buffer a banda larga. Il chip DD1 consente di ottenere la stessa tensione RF di ampiezza all'uscita del generatore su tutta la gamma di frequenze. Il generatore viene ricostruito con un doppio KPES11 in parallelo con il quale i condensatori aggiuntivi sono collegati dai contatti del relè K1 - K5. A tavola. 1 mostra le frequenze che il GPA copre quando opera su diverse gamme e le designazioni di riferimento degli elementi ad esse corrispondenti.
Il relè K5 e il condensatore C10 vengono introdotti nel caso in cui, ripetendo il progetto, si desideri introdurre una gamma aggiuntiva. Sul varicap VD2 viene realizzato un circuito di detuning, che viene attivato dai contatti del relè K6. Sulla fig. 4 mostra lo schema dell'amplificatore di segnale GPA (blocco A3). Questo è un amplificatore a banda larga con feedback negativo. Tali amplificatori hanno un basso livello di rumore, irregolarità nella risposta a bassa frequenza, impedenze di ingresso e uscita che dipendono debolmente dalla frequenza (vicino a 50 Ω) e una gamma dinamica relativamente ampia [3].
L'oscillatore di riferimento A4 è realizzato secondo lo schema capacitivo a tre tonnellate con stabilizzazione della frequenza al quarzo. Il suo diagramma è in Fig. 5.
Regolando l'induttanza della bobina L1, collegata in serie al risonatore al quarzo ZQ1, è possibile abbassare la frequenza del generatore. Il collegamento del condensatore C1 aumenta la sua frequenza. Ecco come viene invertita la banda laterale di lavoro. L'amplificatore AGC (blocco A5) è a due canali. Chip DA1 e diodi VD1 e VD2 (Fig. 6) tracciano segnali con un livello superiore a 9 punti e DA2 e VD5VD6 - segnali con un livello da 3 a 9 punti. Il nodo sul transistor VT1 consente di regolare il tempo di scarica del condensatore C8 ed evitare lo "scoppiettio" dell'AGC.
Blocco A6 - Percorso di ricezione UHF. Il suo circuito è identico a quello dell'amplificatore GPA ed è quindi mostrato in Fig. 7 come modulo commutabile.
Blocco A7 - filtri passabanda operanti sia in ricezione che in trasmissione. Lo schema e il disegno del blocco sono completamente mutuati da (4). Sono stati modificati solo i dati di progettazione e avvolgimento dei contorni, che verranno discussi poco dopo. Il blocco A8 (Fig. 8) comprende un commutatore d'antenna (ricezione / trasmissione), un attenuatore commutabile del percorso di ricezione e stadi preliminari del trasmettitore.
Nella modalità di ricezione, il segnale dall'antenna attraverso i contatti normalmente chiusi del relè K1 viene inviato ai contatti del relè K2 dell'attenuatore, che è assemblato sui resistori R1-R3. Se necessario, l'attenuatore viene attivato applicando tensione alla bobina del relè K2. Inoltre, il segnale attraverso i contatti normalmente chiusi del relè K3 entra nel blocco A7. Nella modalità di trasmissione, il segnale dal blocco A7 attraverso i contatti del relè K3 viene inviato a un amplificatore a banda larga realizzato sui transistor VT1-VT3. Le catene R4R6C2 e R21C15 correggono la risposta in frequenza dell'amplificatore. Il circuito dell'amplificatore di potenza A9 (Fig. 9) è preso in prestito da [5] praticamente senza modifiche.
Lo schema a blocchi dei filtri passabanda A7 (vedi prima parte dell'articolo) è riportato in fig. 10.
I filtri passa-basso A10 (Fig. 11) e il filtro A12 CW (Fig. 12) sono presi in prestito da [5] quasi invariati.
La base del generatore A11 CW (Fig. 13) è stata presa come circuito oscillatore principale con uno spostamento di frequenza dal blocco A4.
La manipolazione viene eseguita chiudendo l'emettitore del transistor VT1 a un filo comune attraverso la catena R3R4C5C6, che forma la parte anteriore e la caduta del messaggio telegrafico. Lo stabilizzatore di alimentazione A13 e l'indicatore di tensione RF nell'antenna A14 non hanno caratteristiche speciali. I loro schemi sono mostrati in Fig. 14 e 15 rispettivamente.
Lo schema delle connessioni interblocco del ricetrasmettitore e lo scopo dei controlli sono mostrati in Fig.16.
Tutti i blocchi del ricetrasmettitore sono realizzati su circuiti stampati in fibra di vetro a doppia faccia. Il ricetrasmettitore utilizza parti ampiamente utilizzate: resistori fissi come MLT e C1-4, sintonizzati - SPZ-19, SPZ-22, SP4-1. Regolazione delle resistenze dei controlli principali (Fig. 15) - SP-1 e SPZ-12. Condensatori permanenti di tipo KM, KLS, KD, K10-17v, condensatori di ossido - K50-16, K50-35, K50-29. Condensatori dell'oscillatore principale nel blocco A2 (GPA) - tipo KSO o SGM (gruppo G). Condensatore di capacità variabile C11 - tipo KPE-2 (2x12 ... 495 pF), in cui vengono rimosse le piastre del rotore e dello statore "due a uno". Interruttori: SA1 - biscotto 11PZN, SA2 - SA8 - microinterruttori MTD1, SA9 - interruttore a levetta T1. Relè in blocchi: A1-A2 - RES49 (passaporto RS4.569.425); A4, A7, A12 - RES49 (passaporto RS4. 569.423); A7 e K1, K2 in fig. 15 - RES47 (passaporto RF4.500.417). Nel blocco A8, relè K1 - RES47 (passaporto RF4.500.419), K2 - RES60 (passaporto RS4.569.438), K3 -RES55A (passaporto RS4.569.602). I dati di avvolgimento degli induttori dei blocchi A7 e A10 sono riportati in Tabella. 2 e 3, rispettivamente, i dati delle bobine e dei trasformatori dei restanti blocchi sono in Tabella. 4.
La bobina GPA L1 è avvolta su un telaio in ceramica, prerivestito con un sottile strato di colla BF-2. Dopo l'avvolgimento, la bobina va asciugata ad una temperatura di circa +100°C, ponendola in forno per un'ora. Il disegno di una delle bobine del blocco A7 è mostrato in fig. 17.
Come telaio è stato utilizzato un pezzo di cavo coassiale con un diametro esterno di 12 mm, dal quale sono stati rimossi l'anima centrale e la treccia. Spostando le bobine L1 e L3 rispetto a L2 è possibile regolare la risposta in frequenza del filtro. Sulla fig. 18 e 19 mostrano il progetto del trasformatore dell'amplificatore di potenza T1.
Tubi di rame situati all'interno dei circuiti magnetici in ferrite formano l'avvolgimento del trasformatore nel circuito di drain del transistor. Avvolgimento secondario: due giri di filo MGTF 0,35. Nuclei magnetici in ferrite М600НН dimensione K 10x7x12 mm. Il trasformatore di alimentazione del ricetrasmettitore è basato sullo standard TC-160. Gli avvolgimenti secondari vengono rimossi da esso e al loro posto vengono avvolti nuovi avvolgimenti: 2x75 giri di filo PEV-21,5 (II-II`) e 2x2 giri di filo PEV-2 0,4 (III-III`). Gli schizzi del progetto del ricetrasmettitore sono mostrati in fig. venti.
Nella prima fase, il ricetrasmettitore è sintonizzato in modalità di ricezione. e avviarlo controllando le tensioni di uscita dell'alimentatore a riposo (i nodi transceiver sono disabilitati). Dopo essersi accertati che sia in buone condizioni e che siano presenti le tensioni indicate sullo schema, si collegano tutti i blocchi, ad eccezione dei circuiti a +40 V. In un generatore di gamma regolare, un resistore di sintonia R3 raggiunge un funzionamento stabile dell'oscillatore principale. Quindi, selezionando i condensatori C4 - C10, gli intervalli vengono "impilati" secondo la tabella. 1. La compensazione termica, se necessaria, viene eseguita secondo il metodo più volte descritto nella letteratura radioamatoriale. Selezionando il condensatore C16, viene impostato l'intervallo di desintonizzazione richiesto del generatore e selezionando il condensatore C12, si ottiene una forma del segnale vicina a un meandro alle uscite degli elementi DD1.2 e DD1.3. Quando il transistor VT4 si surriscalda, nel suo circuito sorgente dovrebbe essere incluso un resistore con una resistenza di 100 ... 200 Ohm. Il resistore trimmer R8 imposta la tensione RF all'uscita dell'amplificatore GPA (A3) entro 1,5 ... 1,7 V. Selezionando il condensatore C6 nell'oscillatore al quarzo di riferimento (blocco A4), una tensione di uscita di 0,7 ... 1 Si ottiene V. Quindi la frequenza del generatore viene "portata" alla pendenza inferiore delle caratteristiche del filtro al quarzo regolando la bobina L1 e alla pendenza superiore regolando il condensatore C1. L'impostazione della scheda principale A1 inizia con l'impostazione della corrente di riposo del transistor VT2 entro 25 ... 30 mA selezionando il resistore R8. Successivamente, selezionando il resistore R21, si assicurano che il collettore del transistor VT6 abbia una tensione di +6 V. Scollegando l'ingresso dell'unità AGC dalla scheda principale, la tensione di +14 V viene impostata sul terminale 5 della scheda principale con una resistenza sintonizzata R3 dell'unità A3,5. Applicando un segnale con un livello GSS di 1 ... 1 mV all'uscita 10 del blocco A20 (qualsiasi intervallo operativo) e regolando il circuito L7L8 con il core, raggiungono il livello massimo del segnale a bassa frequenza all'uscita di il ricetrasmettitore. Il filtro al quarzo è abbinato alla selezione dei resistori R9 e R12. La resistenza del resistore R12 deve essere uguale a Rin del filtro, e la resistenza del resistore R9 è 4Rin, poiché un trasformatore di resistenza 2:1 è incluso nel circuito di drain del transistor VT4 del blocco A1. Se queste condizioni non sono soddisfatte, la risposta in frequenza del filtro sarà distorta nella modalità di trasmissione. Successivamente è necessario ripristinare il collegamento dell'ingresso AGC con la scheda madre. La procedura per la messa a punto dei filtri passa-banda è descritta in dettaglio in [4]. Prima di impostare il blocco A5, il controllo del guadagno IF (resistore R2 in Fig. 16) viene trasferito nella posizione inferiore secondo lo schema. Con il resistore trimmer R15 del blocco A5, è necessario impostare la freccia del dispositivo RA1 (S-meter) sull'ultima divisione della scala, quindi spostare il controllo del guadagno IF nella posizione superiore. Il motore del resistore sintonizzato R1 dovrebbe trovarsi a circa 1/3 dalla posizione inferiore secondo il diagramma e R8 dovrebbe trovarsi nella posizione centrale. Il diodo VD3 dovrebbe essere temporaneamente dissaldato. Applicando un segnale di 3 μV dal GSS all'ingresso del ricetrasmettitore e regolando il resistore R7, si ottiene la deviazione dell'ago del misuratore S di 1 ... 3 divisioni di scala. Se ciò fallisce, è necessario aumentare la sensibilità del nodo regolando il resistore R1. Prima della fase di configurazione successiva, saldare il diodo VD3 in posizione e dissaldare il diodo VD7. Aumentando la tensione del segnale dal GSS al livello di 50 μV, il resistore trimmer R4 imposta la freccia del dispositivo nella posizione estrema destra. Successivamente, il diodo VD7 viene saldato in posizione. Applicando brevemente un segnale con un livello GSS di 50 μV all'ingresso del ricetrasmettitore, regolando il resistore R8, viene impostato il tempo di ritardo del rilascio dell'AGC più comodo per l'udito. Per regolare gli stadi di uscita, vengono ripristinati i circuiti di alimentazione +40 V. Un carico equivalente di 1 Ohm con una potenza di 50 ... 25 W è collegato al jack dell'antenna XW30. A questo punto è necessario disconnettere temporaneamente i blocchi A7 e A8. Il ricetrasmettitore viene commutato in modalità di trasmissione e, selezionando il resistore R17 nel blocco A8, sul collettore del transistor VT3 viene impostata una tensione di +20 V. Nell'amplificatore di potenza A9, regolando il resistore R2, è necessario garantire che la corrente di riposo del transistor VT1 è compreso tra 250 e 300 mA. Premendo il tasto telegrafico e regolando la bobina L1 del generatore CW (blocco A11), nei telefoni viene impostato un segnale con una frequenza di circa 1 kHz. Successivamente, viene ripristinata la connessione tra il DFT e la scheda driver. I filtri passa-basso A7 vengono sintonizzati spostando o espandendo le spire delle bobine delle gamme corrispondenti e selezionando i condensatori, concentrandosi sulle letture massime dell'indicatore di tensione RF (A 14) nella modalità di trasmissione continua del segnale CW. In caso di caduta di potenza del ricetrasmettitore sulle bande HF, è necessario selezionare il condensatore C9 nel blocco A8. La configurazione del ricetrasmettitore è qui descritta in modo semplificato. Raccomandazioni più dettagliate sono disponibili in [1 - 5] Il ricetrasmettitore utilizza la scala digitale di V. Krinitsky, la cui descrizione è riportata nella raccolta "I migliori progetti della 31a e 32a mostra della creatività dei designer radioamatori" (Casa editrice DOSAAF, 1989). Letteratura
Autore: V.Gladkov (RW4HDK)
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