Miglioramento delle caratteristiche tecniche dei ricevitori radio. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / ricezione radiofonica

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Utilizzando filtri al quarzo VHF, diodi Schottky e transistor RF ad alta potenza, è possibile migliorare notevolmente i parametri del ricevitore come la linearità e la selettività dell'immagine. Vengono descritti otto modi per migliorare i ricevitori radio, inclusa la scelta di una frequenza intermedia alta, l'utilizzo di AGC e guadagno separati, l'utilizzo di convertitori di frequenza push-pull, l'utilizzo di stadi per convertitori di frequenza a doppio bilanciamento con diodi Schottky e la distribuzione ottimale dell'AGC tra gli stadi del ricevitore.

Nonostante il fatto che le radio abbiano iniziato a essere sviluppate agli albori della tecnologia elettronica, ci sono ancora modi per migliorarle ulteriormente. Nuovi componenti come filtri a cristalli di lunghezza d'onda del metro, diodi pin e transistor ad alta frequenza ad alta potenza consentono di rompere con alcuni concetti consolidati e sviluppare ricevitori con minore distorsione, migliore selettività dell'immagine ed elevata linearità.

Vantaggi particolarmente tangibili possono essere realizzati nella gamma di 2-30 MHz, tuttavia, molti dei metodi proposti sono applicabili a ricevitori operanti ad altre frequenze.

Il primo passo nella progettazione di un ricevitore consiste nell'elaborare un diagramma a blocchi, sul quale vengono annotati i valori di rumore e le perdite attese per ciascun blocco (le perdite sono anche fonti di rumore aggiuntivo). Ciò consente di calcolare la figura di rumore dell'intero ricevitore. Ad esempio, nello schema a blocchi del ricevitore mostrato in Fig. 1, la cifra di rumore, determinata sommando rumore e perdita, è 8 dB.

Riso. 1. Lo schema a blocchi del ricevitore permette di determinare i guadagni dei singoli stadi e la figura di rumore del ricevitore (clicca per ingrandire)

La cifra di rumore dell'intero ricevitore è determinata sommando la cifra di rumore, il guadagno e la perdita (in decibel) dei singoli stadi. Per ottenere un'ampia gamma dinamica, il guadagno deve essere al valore minimo necessario per compensare le perdite.

Ogni fase deve essere ottimizzata in termini di gamma dinamica e figura di rumore. La massima gamma dinamica si ottiene se i guadagni degli stadi RF e IF hanno il valore minimo necessario per compensare le perdite. Come si può vedere dallo schema a blocchi, perdite di 0,5 dB nel circuito di ingresso e attenuatore AGC, 6,5 dB nel convertitore di frequenza e 4,5 dB nel filtro IF sono compensate da un guadagno di circa 11 dB nell'amplificatore RF. Va notato che il secondo convertitore di frequenza è il più sensibile ai sovraccarichi, poiché la larghezza di banda minima del filtro a cristallo è ±3,5 kHz e, quindi, in questa fase, le tensioni più elevate sono concentrate in una banda di frequenza stretta.

Dopo aver selezionato i parametri principali dello schema a blocchi, lo sviluppatore può procedere alla progettazione delle singole cascate. È in questa fase che si possono realizzare i vantaggi dei nuovi componenti. Considera la sequenza di modi per migliorare il ricevitore.

1. Per ottenere una migliore selettività sul canale dell'immagine, la frequenza intermedia deve essere superiore alla gamma di frequenza ricevuta

In passato, nei ricevitori a doppia o tripla conversione, ciascuna delle due o tre frequenze intermedie, rispettivamente, era al di sotto delle frequenze della banda ricevuta e la selettività del ricevitore era determinata principalmente da circuiti operanti alla frequenza intermedia più bassa (spesso 455 kHz) . Ciò è spiegato dal fatto che i componenti disponibili in quel momento potevano fornire la selettività richiesta solo a basse frequenze intermedie. Tuttavia, ad una prima frequenza intermedia bassa, il problema dell'attenuazione del rumore del canale dell'immagine diventa più difficile. Le frequenze di rumore agenti in ingresso, a valle del convertitore, a cui è applicata la tensione dell'oscillatore locale, possono rientrare nella banda passante dell'IF. Nel caso di un IF di 1 MHz, l'attenuazione dell'interferenza del canale dell'immagine, sebbene 80 dB alla frequenza di ricezione più bassa (2 MHz), scende a 30 dB a 30 MHz. Ad esempio, nel caso di ricezione di un segnale con una frequenza di 30 MHz, l'interferenza sul canale dell'immagine ha una frequenza di 32 MHz, che è vicina alla frequenza del segnale ricevuto e non può essere sufficientemente attenuata dal filtro di ingresso. Allo stesso tempo, quando si riceve a una frequenza di 2 MHz, la frequenza di interferenza di 4 MHz è doppia rispetto alla frequenza di ingresso, il che fornisce una buona selettività sul canale dell'immagine. Per attenuare l'interferenza sul canale dell'immagine, che ha frequenze vicine a quelle ricevute, gli sviluppatori hanno cercato di utilizzare filtri passa-banda di tracciamento nei preselettori, il che ha aumentato il costo del ricevitore.

L'oscillatore locale deve essere sintonizzato in una gamma uguale in larghezza alla gamma di frequenza dei segnali di ingresso. Quindi, in un ricevitore con una gamma di 2-30 MHz, il rapporto di copertura dell'oscillatore locale dovrebbe essere 1:15. Questo rapporto di sovrapposizione può richiedere disposizioni meccaniche complesse per abbinare accuratamente le impostazioni del circuito dell'oscillatore locale e di ingresso. Utilizzando filtri al quarzo attualmente disponibili nell'intervallo delle onde del metro (30 - 120 MHz) nelle cascate IF, i problemi di cui sopra possono essere risolti. Selezionando una frequenza intermedia al di sopra delle frequenze del range operativo, è possibile utilizzare un filtro passa-basso ellittico con frequenza di taglio ad esempio di 2 MHz in un ricevitore con range 30-31 MHz. In questo caso, l'interferenza con le frequenze al di sopra dell'intervallo operativo viene attenuata di 80 dB e la selettività sul canale dell'immagine non dipende dalla frequenza dei segnali ricevuti. Lo stesso filtro fornirà l'attenuazione della radiazione dell'oscillatore locale, che consente di posizionare più ricevitori a una distanza ravvicinata l'uno dall'altro. Quando la frequenza intermedia è, ad esempio, 40 MHz, l'oscillatore locale dovrebbe coprire l'intervallo 42-70 MHz (in un ricevitore con un intervallo 2-30 MHz); pertanto, il rapporto di sovrapposizione è inferiore a 1:2. Ciò semplifica notevolmente la progettazione dell'oscillatore locale e riduce la probabilità che l'interazione delle armoniche dell'oscillatore locale con i segnali di ingresso nel convertitore di frequenza porti alla formazione di interferenze che cadono nella larghezza di banda del ricevitore.

2. L'uso di stadi separati per AGC e per amplificazione al fine di ridurre la distorsione.

In passato, le valvole a vuoto venivano utilizzate sia per l'amplificazione che per l'AGC. Tuttavia, a causa della non linearità delle caratteristiche della lampada, si è verificata una distorsione di intermodulazione quando è stata applicata la tensione AGC. Lo stesso vale quando si utilizzano transistor bipolari e ad effetto di campo. Se l'amplificazione e l'AGC vengono eseguiti in fasi separate, è possibile fornire la modalità ottimale per ciascuna di esse. Quindi, ad esempio, per AGC, puoi utilizzare un attenuatore sui diodi pin. collegato tra il filtro passa basso di ingresso e l'amplificatore RF, come mostrato in Fig.1. L'attenuatore a diodi deve avere impedenze di ingresso e di uscita costanti, altrimenti qualsiasi variazione dell'impedenza di carico modificherà le caratteristiche del filtro e una variazione dell'impedenza della sorgente che guida l'amplificatore modificherà il rumore e la distorsione in esso contenuti. Sulla fig. 2 mostra l'attenuatore, che è un convenzionale doppio ponte a T su diodi pin. Le impedenze di ingresso e di uscita di un tale attenuatore sono mantenute costanti. A tale scopo viene utilizzato un amplificatore differenziale, che prevede un'opportuna ridistribuzione delle correnti nelle uscite dell'attenuatore (la somma delle correnti di collettore deve essere invariata).

Riso. 2. Cinque diodi pin collegati in un circuito a doppio ponte a T fungono da attenuatore. Per mantenere costanti le impedenze di ingresso e di uscita, è necessario mantenere costante la somma delle correnti di collettore dei transistor.

3. L'uso di amplificatori RF push-pull su potenti transistor con feedback profondo per ridurre la distorsione

Nella maggior parte dei vecchi ricevitori, solo alcune valvole erano considerate sufficientemente lineari per l'uso negli amplificatori di ingresso in modalità Classe A. I progettisti hanno utilizzato le proprietà di queste valvole per ottenere una bassa distorsione di intermodulazione. Attualmente sono in produzione transistor lineari ad alta frequenza ad alta potenza, che, operando in modalità ad alta CC con un forte feedback di corrente e tensione (che è raramente utilizzato nella pratica), possono fornire una linearità ancora migliore rispetto alle lampade. Sulla fig. 3 mostra uno schema di un tale amplificatore, assemblato su potenti transistor lineari della gamma di onde decimali.

Riso. 3 (clicca per ingrandire). Su due potenti transistor ad alta frequenza, puoi assemblare un amplificatore con una buona linearità. Per linearizzare l'amplificatore, viene utilizzato il feedback, creato da un resistore di emettitore senza condensatore shunt, resistori collettore-base e trasformatori collettore-base. Le curve illustrano la diminuzione della non linearità.

Un amplificatore push-pull attenua i prodotti di non linearità del secondo ordine di 40 dB rispetto a uno single-ended. Il guadagno dipende dalla profondità del feedback e nella variante di Fig. 3 equivale a 11 dB. L'introduzione del feedback riduce il guadagno di 40 dB espandendo la gamma dinamica. L'amplificatore utilizza tre tipi di feedback: il feedback di corrente è fornito da un resistore emettitore da 6,8 ohm senza condensatore di bypass; un resistore da 330 ohm collegato tra collettore e base senza condensatore shunt fornisce un feedback di tensione. Poiché questi feedback cambiano le impedenze di ingresso e di uscita, viene introdotto anche un feedback del trasformatore, grazie al quale le impedenze di uscita e di ingresso sono pari a 50 ohm. Allo stesso tempo, l'a.s.v.s. amplificatore non supera 1,2 nella gamma di frequenza da 100 kHz a quasi 200 MHz. I vantaggi di questo nuovo tipo di amplificatore RF sono meglio illustrati dalle sue caratteristiche mostrate in Fig. 3. Con una potenza di ingresso di -27 dBm (due segnali sinusoidali con ampiezza di 20 mV ciascuno), il guadagno è di 12 dB. Con un tale valore del segnale di ingresso, il livello dei prodotti di intermodulazione del secondo ordine (f1±f2) in una cascata a ciclo singolo non supera -65 dB e i prodotti del terzo ordine (f1±2f2) -100 dB. Nell'amplificatore push-pull, i prodotti non lineari del secondo ordine sono ulteriormente ridotti a -105 dB. Il livello del prodotto di non linearità del terzo ordine raggiunge il livello di uscita desiderato con una potenza di ingresso di +22 dBm.

4. Applicazione di convertitori di frequenza a doppio bilanciamento con diodi Schottky

I vantaggi dei convertitori push-pull rispetto ai convertitori a ciclo singolo sono noti (alta sensibilità, bassa distorsione), ma l'alto costo ne impedisce un'ampia distribuzione. Attualmente i diodi di conversione a basso rumore su portanti caldi (diodi Schottky) sono prodotti a un prezzo accessibile. Va notato che sono attualmente in produzione anche convertitori a doppio bilanciamento basati su transistor ad effetto di campo. Tali convertitori forniscono una buona soppressione dei prodotti di non linearità del terzo ordine, ma a causa della scarsa corrispondenza dei transistor ad effetto di campo, l'attenuazione dei prodotti di non linearità del secondo ordine in essi è 20-30 dB peggiore rispetto ai diodi Schottky. Inoltre, i FET limitano i segnali a livelli inferiori rispetto ai diodi Schottky.

Il principale vantaggio dei mixer a diodi Schottky è che consentono un migliore abbinamento rispetto ai tradizionali diodi al silicio o al germanio. Tali miscelatori possono funzionare a una tensione maggiore dall'oscillatore locale. Il rumore del diodo Schottky è privo della componente 1/f2 che impedisce l'uso dei diodi al silicio alle basse frequenze. Al fine di ottimizzare le caratteristiche del convertitore di frequenza, i circuiti mostrati in fig. 4, a e b. A volte il convertitore contiene fino a 64 diodi (16 in ciascuna sezione). Il secondo convertitore in applicazione secondo lo schema a blocchi di fig. 1 gestisce segnali più grandi del primo, quindi dovrebbe avere una gamma dinamica più ampia. Nel convertitore secondo lo schema di fig. 4, e ciò si ottiene includendo resistori in serie e utilizzando un circuito push-pull.

Riso. 4. Includendo resistori in serie con i ponti a diodi in un convertitore di frequenza push-pull, è possibile mantenere la gamma dinamica a livelli di segnale elevati (a). Il trasformatore nel circuito inferiore serve a sopprimere i segnali parassiti.

Va notato che i resistori in serie aumentano le perdite del mixer da 6,5 ​​a 8 dB. Nel convertitore secondo lo schema di fig. 4b, un trasformatore ibrido viene utilizzato per sopprimere l'interferenza del canale laterale.

5. Utilizzo di filtri al quarzo a basse perdite per ottenere un'elevata selettività nelle cascate della prima frequenza intermedia (onde del metro) ed un'efficace attenuazione dei disturbi nel canale dell'immagine.

Fino a poco tempo era impossibile produrre in serie filtri al quarzo con elevata selettività e bassa perdita di inserzione. Sulla fig. 5a mostra la risposta in frequenza tipica dei moderni filtri al quarzo. Poiché l'attenuazione dell'interferenza del canale dell'immagine tra la prima e la seconda frequenza intermedia è determinata dalla pendenza della risposta in frequenza del filtro, la selettività del canale dell'immagine può arrivare fino a 80 dB. Il prezzo di uno di questi filtri è stato recentemente di $ 400 e ora nella produzione in serie è sceso a $ 50. I filtri meccanici vecchio stile (con un convertitore magnetostrittivo) hanno introdotto una forte distorsione di intermodulazione a causa della non linearità del convertitore. Nei moderni filtri meccanici, i trasduttori piezoelettrici vengono utilizzati per ridurre la non linearità. Effetti simili possono verificarsi nei filtri al quarzo se il nucleo ferromagnetico del trasformatore di ingresso si satura a bassi livelli di segnale. Per ridurre la non linearità si può applicare lo schema di Fig. 5B. Le prove vengono eseguite con due segnali di ampiezza di 1 V applicati all'ingresso del filtro da 50 ohm; mentre il livello del segnale spurio non deve superare i -80 dB.

Riso. 5 (clicca per ingrandire). Usando i filtri a cristallo, puoi ottenere basse perdite e bordi ripidi nella risposta in frequenza (la curva inferiore è allungata per chiarezza rispetto alla frequenza media). Il circuito mostrato in figura utilizza lo stesso tipo di filtri sintonizzati sulla stessa frequenza operativa.

6. La doppia conversione di frequenza, insieme ai filtri passa-basso non sintonizzabili, consente di regolare la larghezza di banda senza modificare la pendenza della pendenza della risposta in frequenza.

Ottenere una risposta in frequenza rettangolare dell'IF con l'uso di filtri passa-banda stretti è sempre stato un problema serio. Il nuovo schema dello spettro di ingresso a doppia inversione può applicare filtri passa-basso, mentre la pendenza della risposta in frequenza dell'IF è indipendente dalla larghezza di banda. Un ulteriore vantaggio dei filtri passa-basso è che il tempo di assestamento è la metà di quello dei filtri passa-banda. Ciò elimina le fluttuazioni indesiderate nei filtri nel caso di segnali pulsati. L'essenza del metodo è illustrata dal diagramma (Fig. 6).

Riso. 6 (clicca per ingrandire). La larghezza di banda del ricevitore IF dipende dall'offset di frequenza tra i due oscillatori locali operanti alla seconda frequenza intermedia. Il segnale di ingresso viene convertito in frequenza due volte nell'intervallo 52-64 kHz e filtri ripidi a 64 kHz formano i fronti della risposta in frequenza dell'IF.

La selettività del ricevitore è determinata principalmente dal secondo percorso di frequenza intermedio a 525 kHz. La larghezza di banda della seconda frequenza intermedia, e quindi la larghezza di banda del ricevitore nel suo insieme, può essere impostata entro 150 Hz-12 kHz. In questo caso la scelta della banda non avviene sostituendo il filtro, ma regolando lo spostamento di frequenza tra i due oscillatori locali. Un segnale a 525 kHz con una larghezza di banda massima di, diciamo, ±6 kHz (510-531 kHz) entra nel convertitore di frequenza inizialmente a 467 kHz LO, risultando in un segnale che va da 52 (525-6-467) a 64 kHz (525+ 6-467). Il segnale risultante viene immesso in un filtro al quarzo passa basso la cui risposta in frequenza ha un forte rolloff a 64 kHz (questo rolloff forma uno dei fronti della risposta in frequenza IF). Il filtro specificato con una frequenza di taglio fissa viene regolato una sola volta. Quindi lo spettro del segnale con una larghezza di banda di 52-64 kHz viene nuovamente trasferito alla frequenza centrale di 525 kHz e nuovamente inviato al convertitore con una frequenza dell'oscillatore locale di 583 kHz. In questo caso, il segnale ritorna nell'intervallo 52-64 kHz, ma con uno spettro invertito (le componenti dello spettro che prima erano al limite della larghezza di banda di 64 kHz sono ora 12 kHz al di sotto di questo limite). Un filtro con una frequenza di taglio di 64 kHz sopprime le componenti del segnale che erano al limite di 52 kHz durante la prima conversione. Il segnale così ottenuto, filtrato con elevata selettività, viene nuovamente trasferito nello spettro ad una frequenza di 525 kHz e rilevato.

Va notato che i fronti della risposta in frequenza dell'IF vengono mantenuti invariati e la larghezza di banda viene ridotta regolando lo spostamento di frequenza tra i due oscillatori locali. Quindi, ad esempio, con una larghezza di banda di 2 kHz, gli oscillatori locali sono sintonizzati su frequenze di 462 kHz (525 + 1-64) e 588 (525-1 + 64). A causa del fatto che i bordi di banda sono formati dal filtro passa-basso, la risposta in frequenza è quasi rettangolare anche con una larghezza di banda di 150 Hz. Il metodo descritto garantisce la simmetria delle caratteristiche di risposta di fase o di ritardo di gruppo rispetto alla frequenza centrale. I filtri a cristallo o meccanici comunemente usati in IF sono filtri Chebyshev con una risposta di fase non lineare. Allo stesso tempo, i filtri passa-basso del tipo Bessel possono fornire la linearità richiesta.

7. Tra i fattori che degradano la gamma dinamica del ricevitore, è necessario tenere conto delle bande laterali di rumore dell'oscillatore locale

Le bande laterali di rumore dello spettro LO possono degradare significativamente la gamma dinamica del ricevitore a causa di un effetto chiamato blocking. Il rumore LO può interferire con forti segnali di ingresso vicini in frequenza al segnale ricevuto, provocando un rumore nella banda passante IF che interferisce con il segnale desiderato, riducendo il rapporto segnale-rumore. Una forte distorsione di blocco può verificarsi a livelli di segnale ben al di sotto della soglia di compressione di 3dB (un altro parametro della gamma dinamica). La soglia di compressione di 3 dB corrisponde alla comparsa di una notevole modulazione incrociata e di solito si verifica ad ampiezze del segnale superiori rispetto all'effetto di blocco. Dalla fig. Nella Figura 7, ad esempio, si può vedere che con una densità spettrale del rumore in banda laterale di 145 dB/Hz (spostamento di 20 kHz dalla frequenza centrale LO) e una cifra di rumore del ricevitore di 10 dB, si verifica un blocco del ricevitore di 3 dB ad una tensione di ingresso di circa 50 mV, mentre come la soglia di compressione di 3 dB corrisponde ad un'ampiezza del segnale di circa 1 V.

Riso. 7. Tensione di ingresso corrispondente a un effetto di blocco di 3 dB, a seconda del rumore della banda laterale LO convertito dai segnali in ingresso e della cifra di rumore totale del ricevitore.

Quando si utilizza un sintetizzatore di frequenza come oscillatore locale, è anche necessario eliminare i segnali spuri, poiché, come le bande laterali di rumore, possono degradare le prestazioni del ricevitore.

8. Corretta distribuzione dell'AGC tra gli stadi del ricevitore per ottenere la massima gamma dinamica

La gamma dinamica del ricevitore dipende dal livello di segnale più basso a cui la tensione AGC viene applicata all'attenuatore RF. Fino a quando il livello del segnale nell'antenna non raggiunge un valore corrispondente al rapporto segnale/rumore di 48 dB, l'AGC dovrebbe funzionare solo in IF (Fig. 8).

Riso. 8. I circuiti AGC aumentano il rapporto segnale/rumore (differenza verticale tra due curve). Per ottenere un'ampia gamma dinamica, l'attenuatore di ingresso AGC deve essere attivato solo quando il rapporto segnale/rumore raggiunge 48 dB.

Successivamente, dovrebbe entrare in azione l'attenuatore AGC, che protegge il secondo convertitore dal sovraccarico. Se l'attenuatore AGC inizia a funzionare con segnali più piccoli, non solo il rapporto segnale/rumore diminuirà, ma la stabilità dell'AGC potrebbe deteriorarsi. Il circuito AGC deve essere analizzato attentamente come un sistema a circuito chiuso, ad esempio utilizzando un odografo Nyquist, al fine di ottimizzarne i parametri.

Letteratura

1. Otto modi per migliorare il design del ricevitore radio, pp. 87-91

Pubblicazione: N. Bolshakov, rf.atnn.ru

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