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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Convertitore di tensione quasi risonante. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Alimentatori L'articolo parla di un tipo di convertitore di tensione molto promettente: quasi risonante. Il dispositivo descritto fornisce un'efficienza di conversione eccezionalmente elevata, consente la regolazione della tensione di uscita e la sua stabilizzazione e funziona stabilmente al variare della potenza del carico. Nei moderni alimentatori di rete, varie apparecchiature, i convertitori di tensione a transistor sono ampiamente utilizzati. I loro vantaggi rispetto ai trasformatori sono ben noti: dimensioni più piccole e consumo di rame ridotto a parità di potenza di uscita, che ne ripaga ampiamente la complessità, soprattutto nella produzione di massa. Maggiore è la frequenza operativa della conversione, maggiore è la sua resa economica. Tuttavia, all'aumentare della frequenza di commutazione dei transistor, aumentano anche le perdite di commutazione e, di conseguenza, l'efficienza del convertitore diminuisce. Il valore delle perdite di commutazione di qualsiasi convertitore è determinato principalmente da due fattori: la presenza di corrente passante e il tempo di chiusura significativo dei potenti transistor di commutazione con una grande corrente di collettore. Il loro tempo di apertura, di norma, è da sette a dieci volte inferiore e non ha un effetto significativo sull'efficienza. La corrente passante si verifica quando si commutano i transistor nei convertitori a ponte e semiponte. Si verifica in un momento in cui il transistor di un braccio del convertitore è già aperto e l'altro non ha ancora avuto il tempo di chiudersi. Per eliminare questo fenomeno, il processo di commutazione è diviso in due fasi. Innanzitutto il transistor viene chiuso in uno dei bracci e poi, dopo 3...5 μs (tempo di chiusura tipico per transistor ad alta potenza), viene aperto nell'altro. Questo metodo viene utilizzato nei convertitori con eccitazione esterna, ma non è applicabile nei convertitori autogeneranti. La chiusura a lungo termine con una grande corrente di collettore porta al fatto che in questo momento viene rilasciata potenza inutile sul transistor chiuso, il cui valore medio è espresso dalla formula: P=Im*Um*F*tchiudi/6, dove Im è la corrente di collettore del transistor all'inizio della sua chiusura;
Esistono diverse soluzioni circuitali che permettono di velocizzare il processo di chiusura, ma richiedono costi energetici aggiuntivi e riducono il tempo di chiusura, nel migliore dei casi non più del doppio del valore nominale, e spesso aiutano solo a mantenere questo valore. Oltre alle perdite di commutazione, ci sono perdite di potenza dovute a una caduta di tensione su un transistor aperto, ma dipendono solo dalla scelta dei transistor e nei convertitori di rete non superano lo 0,5...1% della potenza convertita. L'intera varietà di convertitori di tensione esistenti, sia eccitati esternamente che autogeneranti, può essere suddivisa in diversi tipi in base alla natura della corrente e della tensione del collettore al momento della commutazione. Il primo e più comune è l'impulso, caratterizzato da una corrente di collettore massima nel momento in cui i transistor si chiudono e da una tensione di collettore massima successivamente. In un tale convertitore, entrambi i componenti delle perdite di commutazione funzionano, quindi, ad una frequenza operativa di 15...25 kHz, rappresentano l'8...15% della potenza convertita. Nonostante ciò, i convertitori di impulsi sono i più comuni per la loro facilità di implementazione e flessibilità nel controllo della tensione di uscita, che consente di combinare la conversione della tensione con la sua stabilizzazione. Il secondo tipo è un convertitore risonante. Un esempio semplificato di ciò sarebbe un oscillatore LC convenzionale con feedback del trasformatore e un circuito di polarizzazione automatico. Gli elementi reattivi del circuito del collettore sono progettati in modo tale che prima della chiusura del transistor, la corrente del collettore diminuisce quasi a zero, o immediatamente dopo la chiusura la tensione del collettore è molto piccola. Ciò consente di ridurre le perdite totali sui transistor di commutazione all'1 ... 2% della potenza convertita e di ridurre il livello di interferenze radio rispetto a un convertitore di impulsi. Tuttavia, i convertitori risonanti funzionano in modo affidabile solo in modalità auto-oscillatore, non consentono la possibilità di regolare la tensione di uscita e non consentono una deviazione significativa della resistenza di carico dal valore calcolato. In generale, nel sistema convertitore-stabilizzatore sono inferiori a quelli a impulsi in termini di efficienza, poiché richiedono uno stabilizzatore separato. Il terzo tipo è interessante e immeritatamente poco diffuso: quasi risonante, che è in gran parte liberato dalle carenze di entrambi i precedenti. L'idea di creare un tale convertitore non è nuova, ma l'implementazione pratica è diventata fattibile relativamente di recente, dopo l'avvento di potenti transistor ad alta tensione che consentono una significativa corrente di collettore pulsata con una tensione di saturazione di circa 1,5 V. La principale caratteristica distintiva e il principale vantaggio di questo tipo di generatore è l'elevata efficienza del convertitore di tensione, che raggiunge il 97...98% senza tenere conto delle perdite nel raddrizzatore del circuito secondario, che sono determinate principalmente dalla corrente di carico. L'elevata efficienza in alcuni casi elimina completamente la necessità di utilizzare dissipatori di calore per potenti transistor del convertitore, il che consente di ridurre significativamente le dimensioni dell'apparecchiatura, per non parlare di altri vantaggi economici. Il convertitore quasi risonante differisce da un convertitore di impulsi convenzionale, in cui nel momento in cui i transistor di commutazione sono chiusi, la corrente che li attraversa è massima, quello quasi risonante differisce in quanto nel momento in cui i transistor sono chiusi, la loro corrente di collettore è vicino allo zero. Inoltre la riduzione della corrente al momento della chiusura è assicurata dagli elementi reattivi del dispositivo. Differisce dal risonante in quanto la frequenza di conversione non è determinata dalla frequenza di risonanza del carico del collettore. Grazie a ciò è possibile regolare la tensione di uscita modificando la frequenza di conversione e realizzare la stabilizzazione di questa tensione. Spiegheremo più in dettaglio il principio di funzionamento di un convertitore quasi risonante a mezzo ponte utilizzando uno schema semplificato mostrato in Fig. 1, a. I diagrammi di corrente e tensione nei punti caratteristici nel funzionamento a regime stazionario sono mostrati in Fig. 1, b. Per semplicità assumiamo che il tempo di commutazione dei transistor sia infinitesimale; Questa semplificazione, come ha dimostrato la pratica, non pregiudica l'affidabilità dei diagrammi.
Supponiamo inoltre che i valori dei parametri dell'elemento soddisfino le relazioni: LT>>L1 e Fpt Inizieremo la nostra considerazione dal momento in cui, quando il transistor VT1 si apre e attraverso di esso, così come attraverso l'induttore L1 e l'avvolgimento primario del trasformatore T1, il condensatore C1 inizia a caricarsi. In questo momento, la tensione sul condensatore C2 e sul carico Rн è inferiore alla tensione (Upit-Uc1)n-UD, dove Uc1 è la tensione sul condensatore C1; n - rapporto di trasformazione del trasformatore T1; UD - caduta di tensione diretta sul diodo raddrizzatore VD1 (o VD2). In questo caso, il diodo VD1 è aperto e la corrente di carica del condensatore C2 lo attraversa. Durante la carica, il condensatore C2 bypassa l'avvolgimento secondario del trasformatore T1, quindi la velocità di carica del condensatore C1 è determinata dalla sua stessa capacità e dalla bassa induttanza dell'induttore L1 e non dipende dall'induttanza dell'avvolgimento primario del trasformatore. Poiché, quando il condensatore viene caricato, la tensione sull'avvolgimento primario diminuisce e aumenta sul condensatore C2, quindi al momento t il diodo VD1 si chiude e la grande induttanza dell'avvolgimento primario del trasformatore scarico T1 viene inclusa nel circuito di carica di condensatore C1. In questo caso, la corrente attraverso il transistor aperto VT1 diminuisce bruscamente al valore della corrente nell'avvolgimento primario, che in questo momento è ancora insignificante, poiché Lt>>L1. Pertanto, dal momento t1 fino al momento in cui i transistor commutano t2, l'aumento della corrente del collettore è determinato dall'induttanza dell'avvolgimento primario del trasformatore scarico, che viene scelto piuttosto grande. Infatti lo stato del circuito al momento della commutazione corrisponde alla modalità idle. Nei circuiti reali, il ruolo dell'induttore L1 può essere svolto dall'induttanza di dispersione del trasformatore. Dopo che il transistor VT1 si chiude e VT2 si apre, il condensatore C1 si scarica. La corrente attraverso l'induttore e l'avvolgimento I del trasformatore scorre nella direzione opposta, ma i processi seguono le stesse leggi. Una condizione necessaria per l'esistenza della modalità descritta è che la velocità di diminuzione della tensione sul condensatore C2 quando viene scaricato attraverso la resistenza di carico dopo la chiusura dei diodi deve essere inferiore alla velocità di diminuzione della tensione sull'avvolgimento primario del trasformatore nello stesso periodo di tempo, i diodi raddrizzatori rimangono chiusi fino alla successiva commutazione dei transistor. Per garantire perdite di potenza minime, la caduta di tensione diretta attraverso il transistor aperto deve essere minima a qualsiasi corrente di collettore operativa consentita. Tuttavia, per mantenere la corrente massima per questo la base durante l'intero semiciclo di funzionamento di questo transistor è energeticamente non redditizia e non ce n'è bisogno. È sufficiente assicurarsi che la corrente di base sia proporzionale alla corrente di collettore; Questo tipo di controllo è chiamato controllo di corrente proporzionale.
Poiché nel momento in cui il transistor si chiude, gli elementi reattivi riducono al minimo la corrente del collettore, anche la corrente di base sarà minima e, quindi, il tempo di chiusura del transistor viene ridotto al valore del suo tempo di apertura. Ciò elimina completamente il problema della corrente passante che si verifica durante la commutazione. In altre parole, l'uso di una modalità quasi risonante insieme al controllo proporzionale della corrente consente di eliminare quasi completamente le perdite di commutazione. Di seguito descriviamo due opzioni pratiche per un'alimentazione di rete con convertitore quasi risonante e controllo proporzionale della corrente. La realizzazione di questi blocchi non causerà molte difficoltà ai radioamatori e consentirà loro di apprezzare tutti i vantaggi del convertitore. L'unità stabilizzata funziona da più di due anni in un frequenzimetro ad alta frequenza e non ha causato alcun reclamo. Nella fig. La Figura 2 mostra un diagramma schematico di un alimentatore non stabilizzato auto-oscillante.
La quota principale delle perdite di potenza nell'unità ricade sul riscaldamento dei diodi raddrizzatori del circuito secondario e l'efficienza del convertitore stesso è tale che non sono necessari dissipatori di calore per i transistor. La perdita di potenza su ciascuno di essi non supera 0,4 W. Non è inoltre richiesta una selezione speciale di transistor in base a nessun parametro. Quando l'uscita viene cortocircuitata o viene superata la potenza di uscita massima, la generazione viene interrotta, proteggendo i transistor dal surriscaldamento e dal guasto. Il filtro, costituito dai condensatori C1-C3 e dall'induttore L1L2, è progettato per proteggere la rete di alimentazione dalle interferenze ad alta frequenza provenienti dal convertitore. L'autogeneratore viene avviato dal circuito R4C6 e dal condensatore C5. La generazione di oscillazioni avviene a seguito dell'azione del feedback positivo attraverso il trasformatore T1 e la loro frequenza è determinata dall'induttanza dell'avvolgimento primario di questo trasformatore e dalla resistenza del resistore R3 (all'aumentare della resistenza, aumenta la frequenza). L'avvolgimento IV del trasformatore T1 è progettato per il controllo proporzionale della corrente dei transistor. È facile vedere che il potente trasformatore di isolamento T2 e i circuiti di controllo dei transistor di commutazione (trasformatore T1) sono separati, il che consente di ridurre significativamente l'influenza della capacità parassita e dell'induttanza del trasformatore T2 sulla formazione della base corrente dei transistor. I diodi VD5 e VD6 limitano la tensione sul condensatore C7 nel momento in cui il convertitore si avvia, mentre il condensatore C8 viene caricato alla tensione operativa. Quando si configura il dispositivo, è necessario assicurarsi che il convertitore funzioni in modalità quasi risonante. Per fare ciò, collegare un resistore temporaneo con una resistenza di 7 ... 1 Ohm con una potenza di 3 W in serie al condensatore C2 e, dopo aver applicato un segnale da questo resistore all'ingresso dell'oscilloscopio, osservare sullo schermo il forma degli impulsi di corrente del collettore di entrambi i transistor al carico massimo. Dovrebbero essere impulsi a campana di diverse polarità, alternati e non sovrapposti nel tempo. Se si sovrappongono è necessario ridurre l'induttanza dell'induttore L3 svolgendo il 10...15% delle spire, oppure ridurre la frequenza di generazione del convertitore selezionando la resistenza R3. Notiamo qui che non tutti gli oscilloscopi consentono misurazioni in circuiti non isolati galvanicamente dalla rete elettrica. L'induttore L1L2 e il trasformatore T1 sono avvolti su nuclei magnetici ad anello identici K12x8x3 realizzati in ferrite 2000NM. Gli avvolgimenti dell'induttore vengono realizzati contemporaneamente, “a due fili”, utilizzando filo PELSHO 0,25; numero di giri - 20. L'avvolgimento I del trasformatore T1 contiene 200 giri di filo PEV-2 0.1, avvolti alla rinfusa, uniformemente attorno all'intero anello. Gli avvolgimenti II e III sono avvolti “in due fili” - 4 giri di filo PELSHO 0,25; l'avvolgimento IV è un giro dello stesso filo. Per il trasformatore T2 è stato utilizzato un nucleo magnetico ad anello K28x16x9 in ferrite 3000NN. L'avvolgimento I contiene 130 spire di filo PELSHO 0,25, poste spira per spira. Avvolgimenti II e III - 25 spire ciascuno di filo PELSHO 0,56; avvolgimento - "in due fili", uniformemente attorno all'anello. Lo starter L3 contiene 20 spire di filo PELSHO 0,25, avvolte su due nuclei magnetici ad anello piegati insieme K12x8x3 realizzati in ferrite da 2000 NM. I diodi VD7, VD8 devono essere installati su dissipatori di calore con un'area di dissipazione di almeno 2 cm2 ciascuno.
Il dispositivo descritto è stato progettato per l'uso insieme a stabilizzatori analogici per vari valori di tensione, quindi non è stata necessaria una profonda soppressione dell'ondulazione all'uscita dell'unità. L'ondulazione può essere ridotta al livello richiesto utilizzando i filtri LC comuni in questi casi, come ad esempio nel blocco descritto di seguito. Il circuito di un alimentatore stabilizzato basato su un convertitore quasi risonante è mostrato in Fig. 3. La tensione di uscita viene stabilizzata da una corrispondente variazione della frequenza operativa del convertitore.
Come nel blocco precedente, i potenti transistor VT1 e VT2 non necessitano di dissipatori di calore. Il controllo simmetrico di questi transistor viene implementato utilizzando un generatore di impulsi master separato assemblato sul chip DD1. Il trigger DD1.1 funziona nel generatore stesso. Gli impulsi hanno una durata costante specificata dal circuito R7C12. Il periodo viene modificato dal circuito OS, che include il fotoaccoppiatore U1, in modo che la tensione all'uscita dell'unità venga mantenuta costante. Il periodo minimo è impostato dal circuito R8C13. Il trigger DD1.2 divide la frequenza di ripetizione di questi impulsi per due e la tensione ad onda quadra viene fornita dall'uscita diretta all'amplificatore di corrente a transistor VT4VT5. Successivamente, gli impulsi di controllo amplificati in corrente vengono differenziati dal circuito R2C7 e quindi, già abbreviati ad una durata di circa 1 μs, entrano attraverso il trasformatore T1 nel circuito di base dei transistor VT1, VT2 del convertitore. Questi brevi impulsi servono solo a commutare i transistor, chiudendone uno e aprendo l'altro. La corrente di base del transistor aperto dall'impulso di controllo supporta l'azione della retroazione di corrente positiva attraverso l'avvolgimento IV del trasformatore T1. Il resistore R2 serve anche a smorzare le oscillazioni parassite che si verificano quando i diodi raddrizzatori del circuito secondario sono chiusi nel circuito formato dalla capacità interspira dell'avvolgimento primario del trasformatore T1, dell'induttore L3 e del condensatore C8. Queste oscillazioni parassite possono causare la commutazione incontrollata dei transistor VT1, VT2. L'opzione di controllo del convertitore descritta consente di mantenere il controllo proporzionale della corrente dei transistor e allo stesso tempo di regolare la loro frequenza di commutazione per stabilizzare la tensione di uscita. Inoltre, l'energia principale del generatore di eccitazione viene consumata solo quando si commutano transistor potenti, quindi la corrente media da esso consumata è piccola - non supera i 3 mA, tenendo conto della corrente del diodo zener VD5. Ciò consente di essere alimentato dal circuito primario attraverso il resistore di spegnimento R1. Il transistor VT3 funziona come un amplificatore di tensione per il segnale di controllo, simile ad uno stabilizzatore di compensazione. Il coefficiente di stabilizzazione della tensione di uscita del blocco è direttamente proporzionale al coefficiente di trasferimento di corrente statico di questo transistor. L'uso del fotoaccoppiatore a transistor U1 garantisce un affidabile isolamento galvanico del circuito secondario dalla rete e un'elevata immunità ai disturbi all'ingresso di controllo dell'oscillatore principale. Dopo la successiva commutazione dei transistor VT1, VT2, il condensatore C10 inizia a ricaricarsi e la tensione alla base del transistor VT3 inizia ad aumentare, aumenta anche la corrente del collettore. Di conseguenza, il transistor optoaccoppiatore si apre, mantenendo il condensatore dell'oscillatore principale C13 in uno stato scarico. Dopo che i diodi raddrizzatori VD8, VD9 vengono chiusi, il condensatore C10 inizia a scaricarsi sul carico e la tensione ai suoi capi diminuisce. Il transistor VT3 si chiude, a seguito del quale il condensatore C13 inizia a caricarsi attraverso il resistore R8. Non appena il condensatore viene caricato con la tensione di commutazione del trigger DD1.1, sulla sua uscita diretta verrà stabilito un livello di tensione elevato. In questo momento, avviene la successiva commutazione dei transistor VT1, VT2, nonché la scarica del condensatore C13 attraverso il transistor optoaccoppiatore aperto. Inizia il successivo processo di ricarica del condensatore C10 e il trigger DD1.1 dopo 3...4 μs tornerà nuovamente allo stato zero grazie alla piccola costante di tempo del circuito R7C12, dopodiché viene ripetuto l'intero ciclo di controllo, indipendentemente da quale dei transistor - VT1 o VT2 - aperti durante il semiperiodo corrente. Quando la sorgente è accesa, nel momento iniziale, quando il condensatore C10 è completamente scarico, non c'è corrente attraverso il LED optoaccoppiatore, la frequenza di generazione è massima ed è determinata principalmente dalla costante di tempo del circuito R8C13 (la costante di tempo di il circuito R7C12 è parecchie volte più piccolo). Con le valutazioni di questi elementi indicate nel diagramma, questa frequenza sarà di circa 40 kHz e dopo essere stata divisa per il trigger DD1.2 - 20 kHz. Dopo aver caricato il condensatore C10 alla tensione operativa, entra in funzione il circuito stabilizzante OS sugli elementi VD10, VT3, U1, dopodiché la frequenza di conversione dipenderà già dalla tensione di ingresso e dalla corrente di carico. Le fluttuazioni di tensione sul condensatore C10 vengono attenuate dal filtro L4C9. Le induttanze L1L2 e L3 sono le stesse del blocco precedente. Il trasformatore T1 è costituito da due nuclei magnetici ad anello K12x8x3 piegati insieme da ferrite da 2000NM. L'avvolgimento primario è avvolto in massa in modo uniforme su tutto l'anello e contiene 320 spire di filo PEV-2 da 0,08. Gli avvolgimenti II e III contengono ciascuno 40 spire di filo PELSHO 0,15; sono avvolti “a due fili”. L'avvolgimento IV è costituito da 8 spire di filo PELSHO 0,25. Il trasformatore T2 è realizzato su un nucleo magnetico ad anello K28x16x9 in ferrite 3000NN. Avvolgimento di 1-120 giri di filo PELSHO 0,15 e II e III - 6 giri di filo PELSHO 0,56, avvolti “in due fili”. Invece del filo PELSHO, è possibile utilizzare il filo PEV-2 del diametro appropriato, ma in questo caso è necessario posare due o tre strati di tessuto verniciato tra gli avvolgimenti. Lo starter L4 contiene 25 spire di filo PEV-2 da 0,56, avvolte su un circuito magnetico ad anello K12x6x4,5 realizzato in ferrite 100NNH1. È adatto anche qualsiasi induttore già pronto con un'induttanza di 30...60 μH per una corrente di saturazione di almeno 3 A e una frequenza operativa di 20 kHz. Tutti i resistori fissi sono MLT. Il resistore R4 si sta sintonizzando, di qualsiasi tipo. Condensatori C1-C4, C8 - K73-17, C5, C6, C9, C10-K50-24, il resto - KM-6. Il diodo zener KS212K può essere sostituito con KS212Zh o KS512A. I diodi VD8, VD9 devono essere installati su radiatori con area di dissipazione di almeno 20 cm2 ciascuno. Per impostare il blocco, è necessario collegare un resistore temporaneo con una resistenza di 1 kOhm con una potenza di 1-0,25 W in parallelo al resistore R1 e, senza collegare un carico, applicare una tensione costante o alternata con un'ampiezza di 15 ...20 V all'ingresso del blocco e una tensione costante di 5 V all'uscita nella polarità appropriata. Impostare il resistore R4 nella posizione inferiore secondo lo schema. L'ingresso Y dell'oscilloscopio è collegato al collettore e all'emettitore del transistor VT2. Lo schermo dovrebbe mostrare impulsi rettangolari con un duty cycle di 2 (“meandro”), un'ampiezza di 14...19 V e una frequenza di 20 kHz. Se, spostando verso l'alto il cursore del resistore R4, la frequenza diminuisce e quindi le oscillazioni si fermano, l'unità di stabilizzazione funziona normalmente. Dopo aver impostato la frequenza entro 4...3 kHz con il resistore R5, spegnere l'alimentazione dall'ingresso e dall'uscita e rimuovere il resistore temporaneo. Un carico equivalente è collegato all'uscita del blocco, l'ingresso è collegato alla rete e la tensione di uscita viene impostata con il resistore R4. L'efficienza di entrambe le unità può essere aumentata se, al posto dei diodi KD213A, vengono utilizzati diodi Schottky, ad esempio una qualsiasi delle serie KD2997. In questo caso non saranno necessari dissipatori di calore per diodi. letteratura:
Autore: E. Konovalov
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Commenti sull'articolo: Alessandro Belomestnykh Ho raccolto questo convertitore una volta. L'unico problema è che non si avvia. Per iniziare, ho dovuto aggiungere un circuito su un transistor kt315g. E così lo schema funziona.
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