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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Sorgente inverter della corrente di saldatura. Esperienza nella riparazione e calcolo di elementi elettromagnetici. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / attrezzatura per saldatura Le sorgenti di corrente di saldatura ad inverter (IIST), a volte non proprio correttamente chiamate ad alta frequenza, presentano evidenti vantaggi rispetto a quelle classiche del trasformatore (massa e volume inferiori, caratteristiche di carico eccellenti), ma non sono ampiamente utilizzate nel nostro paese. Molto probabilmente, a causa del costo elevato, inaccessibile alla maggior parte dei potenziali consumatori. Molti radioamatori cercano di creare il proprio IIST. Tuttavia, su questo percorso sorgono difficoltà significative, principalmente a causa della mancanza di esperienza nello sviluppo di dispositivi ad alta intensità energetica, in cui i valori di corrente e tensione vanno ben oltre i limiti abituali. L'autore condivide la sua esperienza nella riparazione di IIST di produzione industriale, che ha richiesto la selezione di elementi di potenza guasti e cambiamenti piuttosto significativi nel circuito. Viene fornito il metodo di calcolo dei principali elementi elettromagnetici dell'IIST. In un bel momento mi è capitata tra le mani una saldatrice Castolin Eutectic RytmArc difettosa, rilasciata nel 1988. L'ex proprietario, non credendo più che il dispositivo potesse essere riparato, lo ha dato via per i pezzi di ricambio. Durante l'esame del dispositivo, si è scoperto che questo tipico rappresentante della famiglia di IIST monofase a bassa potenza orientato all'uso domestico è realizzato secondo lo schema di un inverter a mezzo ponte in avanti a ciclo singolo tipico per dispositivi di questa classe e è destinato alla saldatura elettrica manuale con una corrente continua di 5 ... 140 A con una durata di saldatura relativa fino al 100% del ciclo di saldatura/pausa. Nella versione originale, l'inverter era costruito su potenti transistor composti bipolari ad alta tensione ESM2953, che si sono guastati. Anche diversi transistor di potenza inferiore si sono rivelati difettosi e alcune parti erano semplicemente mancanti. In una situazione del genere, la decisione più giustificata sembrava essere quella di acquistare nuovi transistor e sostituire con essi quelli bruciati. Tuttavia, la società commerciale che ha trovato i transistor richiesti li ha offerti al prezzo di $ 65 per pezzo, soggetto all'acquisto di un intero pacchetto - 50 pezzi. Naturalmente, questa opzione non ha funzionato e ho dovuto cercare un'alternativa. La scelta è ricaduta sui transistor bipolari a gate isolato IRG1PC4U (IGBT [50]), che erano disponibili gratuitamente al dettaglio per $ 14 ciascuno. A differenza dell'ESM2953, il collettore del transistor IRG4PC50U è collegato elettricamente alla sua base del dissipatore di calore. Si è quindi deciso, installando ciascun IGBT su una piastra di alluminio di dimensioni 30x25x4 mm, di pressare quest'ultima al dissipatore principale tramite distanziatori in mica di 0,5 mm di spessore. Poiché la mica dello spessore richiesto non era disponibile, le guarnizioni sono state assemblate da diversi strati di pasta termoconduttrice "incollata" più sottile. Per avviare l'IIST è stato necessario sviluppare e produrre un nuovo driver per il controllo dell'IGBT e del timer perso per il limitatore di corrente di carica del condensatore di filtro del raddrizzatore di rete. La scheda dell'unità di controllo, fortunatamente, non ha richiesto riparazioni. Il dispositivo restaurato funziona perfettamente da più di quattro anni. Lo schema di IIST dopo la riparazione è mostrato in fig. 1, e il suo aspetto con il coperchio rimosso è mostrato in Fig. 2, dove sono evidenziati gli elementi principali. A causa della mancanza di documentazione di fabbrica, le denominazioni degli articoli degli elementi con quelle "marchiate" non corrispondono.
Le soluzioni tecniche utilizzate in questo IIST sono tipiche per i dispositivi di questa classe. Per coloro che ripareranno o addirittura costruiranno tali dispositivi da soli, è utile familiarizzare con il suo dispositivo in modo più dettagliato.
Quando l'interruttore SA1 è chiuso, viene fornita una tensione alternata di 220V, 50Hz al primario del trasformatore T1, che alimenta tutti i componenti elettronici dell'IIST (tranne l'inverter stesso), e attraverso la resistenza R1, che limita il picco di corrente iniziale, al raddrizzatore di due ponti a diodi VD1 e VD2 collegati in parallelo. L'ondulazione della tensione rettificata viene attenuata dal condensatore di ossido C2. Dopo circa 1 s necessario per caricare completamente questo condensatore, viene attivato un timer (il suo circuito è mostrato in Fig. 3) e i contatti chiusi del relè K1.1 shunt resistore R1, escludendo quest'ultimo dal circuito della corrente consumata dal rete ed eliminando così inutili perdite di energia.
Infatti, in IIST sono installati due relè identici come K1, i cui avvolgimenti e contatti sono collegati in parallelo. Un altro relè K2, in base ai segnali provenienti dalla scheda della centrale, accende e spegne il ventilatore M1. Il convertitore temperatura-corrente VK1, montato su un dissipatore di calore di potenti transistor, funge da sensore di temperatura. L'inverter su IGBT VT1 e VT2 converte la tensione di rete raddrizzata in una frequenza di impulso di circa 30 kHz. Il trasformatore ТЗ fornisce l'isolamento galvanico tra il circuito di saldatura e la rete. Il suo rapporto di trasformazione è scelto in modo tale che l'ampiezza degli impulsi sull'avvolgimento secondario sia il doppio della tensione a circuito aperto specificata dell'IIST. I dettagli sul principio di funzionamento di un inverter a semiponte a ciclo singolo possono essere trovati, ad esempio, in [2, 3]. Il trasformatore di corrente T2 è collegato in serie al circuito di avvolgimento primario del trasformatore TK ed è progettato per controllare la corrente che scorre qui. Negli inverter a commutazione ad alta frequenza, le induttanze di magnetizzazione e di dispersione dei trasformatori, insieme all'induttanza parassita dell'impianto, accumulano una notevole energia reattiva. Trasformarlo in calore porterebbe a una significativa diminuzione dell'efficienza del dispositivo. Pertanto, utilizzando soluzioni circuitali speciali, cercano di trasferire l'energia accumulata al carico o di recuperarla - tornare alla fonte di alimentazione. Nei momenti di cambiamento dello stato degli interruttori di potenza, ogni induttanza, anche parassita, diventa una fonte di impulsi di tensione di autoinduzione, spesso pericolosi per gli elementi del convertitore di grandezza. I circuiti RC di smorzamento con e senza diodi sono progettati per ridurre l'ampiezza di questi impulsi. Per ridurre l'induttanza di dispersione dannosa per il funzionamento dell'IIST, è preferibile utilizzare trasformatori con circuiti magnetici toroidali e una disposizione ben congegnata del dispositivo riduce l'induttanza di installazione. La tensione dell'avvolgimento secondario del trasformatore TZ rettifica un raddrizzatore a semionda sui diodi situati in quattro gruppi di diodi VD7-VD10 (due diodi ciascuno). L'induttore L1, collegato in serie al circuito di saldatura, uniforma la corrente raddrizzata. L'unità di controllo genera impulsi di apertura per l'inverter IGBT, regolandone il ciclo di lavoro in modo tale che la caratteristica di carico esterno dell'IIST soddisfi i requisiti per una saldatura elettrica di alta qualità. Gli ingressi del controller ricevono segnali di feedback per la tensione (dall'uscita del raddrizzatore) e la corrente (dall'avvolgimento secondario del trasformatore di corrente T2). La resistenza variabile R2 regola la corrente di saldatura. Sulla fig. 4 mostra un circuito di pilotaggio che amplifica gli impulsi generati dall'unità di controllo all'ampiezza richiesta per controllare gli IGBT VT1 e VT2. È stato sviluppato per sostituire il driver che controllava i transistor bipolari installati nell'IIST prima della riparazione.
Il trasformatore T1 isola i circuiti di ingresso di due canali driver identici dall'unità di controllo e l'uno dall'altro. In questo caso, il trasformatore come elemento isolante ha un innegabile vantaggio rispetto all'optoaccoppiatore, poiché, con la giusta scelta dei parametri, limita automaticamente la durata degli impulsi che arrivano alle porte IGBT a un valore al quale il circuito magnetico del il trasformatore di potenza TK non è ancora saturo (vedi Fig. 1). Gli avvolgimenti secondari II e III del trasformatore di isolamento sono collegati in modo tale che i canali funzionino in fase, necessario per il corretto funzionamento di un inverter single-ended. Considera il funzionamento di uno dei canali: quello superiore secondo lo schema. Gli impulsi dall'avvolgimento II del trasformatore T1 attraverso il resistore R1 vengono inviati all'ingresso dello shaper, assemblato sul chip DD1. L'amplificatore di potenza sui transistor VT1 e VT2 fornisce una rapida carica e scarica di una capacità piuttosto significativa caratteristica degli IGBT tra il gate e l'emettitore. Il resistore R9 impedisce l'oscillazione nel circuito formato dall'induttanza del filo di collegamento e dalla capacità di ingresso dell'IGBT. Il raddrizzatore e lo stabilizzatore della tensione di alimentazione sono assemblati su un ponte a diodi VD1 e un chip DA1. La tensione alternata al raddrizzatore proviene da un avvolgimento secondario isolato separato del trasformatore T1 (vedi Fig. 1). Durante la produzione di un driver, è necessario prestare particolare attenzione alla qualità dell'isolamento tra i suoi canali. Deve sopportare una tensione superiore al doppio dell'ampiezza della rete. Quando si intraprende lo sviluppo indipendente di IIST, si devono affrontare molti problemi che non si presentano nemmeno durante le riparazioni: tutti sono già stati risolti in un modo o nell'altro dagli sviluppatori e dal produttore. Le maggiori difficoltà sono associate alla scelta di dispositivi a semiconduttore che commutano una grande corrente a una tensione relativamente alta. La scelta corretta del circuito dell'inverter, il calcolo e la progettazione dei suoi elementi elettromagnetici è molto importante. In assenza di esperienza di sviluppo, è ragionevole sforzarsi di ripetere le soluzioni "rodate". Il problema è complicato dal fatto che praticamente non esiste letteratura in cui si possano trovare metodi collaudati già pronti per la progettazione di IIST. In [3], ad esempio, la presentazione è così concisa che i calcoli disponibili sono praticamente impossibili da estendere ai problemi specifici dello sviluppo di una sorgente di saldatura. Nel materiale presentato di seguito, le conclusioni dei rapporti calcolati sono presentate in dettaglio. Secondo l'autore, ciò consentirà ai radioamatori di comprendere meglio i processi che si verificano nei componenti elettromagnetici dell'IIST e, se necessario, correggere la metodologia dichiarata. In condizioni di un carico così nettamente variabile come un arco di saldatura, un inverter a mezzo ponte in avanti a ciclo singolo si confronta favorevolmente con gli altri. Non necessita di bilanciamento, non è soggetto a malattie come le correnti passanti, per questo è sufficiente un'unità di controllo relativamente semplice. A differenza di un inverter flyback, la cui forma della corrente negli elementi è triangolare, in un inverter forward è rettangolare. Pertanto, alla stessa corrente di carico, l'ampiezza degli impulsi di corrente in un inverter diretto è quasi due volte inferiore. CALCOLO DEL TRASFORMATORE DI POTENZA Una caratteristica comune a tutti gli inverter a ciclo singolo è il funzionamento con magnetizzazione unilaterale dei circuiti magnetici dei trasformatori di potenza. Quando l'intensità del campo magnetico cambia da zero a massimo e viceversa, l'induzione magnetica B cambia nell'intervallo dal massimo Bm al residuo Br. Sulla fig. 5 mostra uno schema semplificato di un inverter semiponte avanti a ciclo singolo.
Quando i transistor VT1 e VT2 sono aperti, l'energia della sorgente di tensione primaria viene trasferita attraverso il trasformatore T1 al carico. Il circuito magnetico del trasformatore è magnetizzato nella direzione in avanti (sezione 1-2 in Fig. 6). Dopo che i transistor sono chiusi, la corrente nel carico è supportata dall'energia immagazzinata dall'induttore L1. In questo caso, il circuito è chiuso attraverso il diodo VD4. Sotto l'azione dell'EMF dell'autoinduzione dell'avvolgimento I, i diodi VD1 e VD2 sono aperti, la corrente di smagnetizzazione del circuito magnetico li attraversa (sezione 2-1 in Fig. 6).
L'induzione nel circuito magnetico cambia solo di ΔВ1 = Bm-Br1, che è molto inferiore al valore di 2Vm possibile in un inverter push-pull. Tuttavia, a intensità di campo zero, l'induzione sarà uguale a Br1 solo in un circuito magnetico che non ha un gap non magnetico. Quest'ultimo ridurrà l'induzione residua al valore di Br2. Da [4] segue che il nuovo valore dell'induzione residua corrisponde al punto di intersezione della curva di magnetizzazione originale con una retta tracciata dall'origine ad un angolo Θ:
dove μ0 è la permeabilità magnetica assoluta (il rapporto tra l'induzione magnetica e l'intensità del campo magnetico nel vuoto, una costante fisica pari a 4π-10-7 H/m); lc è la lunghezza media della linea del campo magnetico; δ è la lunghezza del traferro non magnetico. Come risultato dell'introduzione di un gap di lunghezza δ, l'intervallo di induzione nel circuito magnetico aumenterà a ΔВ2=Вm-Br2. La nostra industria non produce circuiti magnetici specifici per IIST. Per realizzare un trasformatore di potenza per inverter, è possibile utilizzare circuiti magnetici progettati per trasformatori di linee televisive. Ad esempio, il circuito magnetico PK40x18 del trasformatore TVS-90LTs2 (utilizzato nei televisori ULPCT) ha una sezione trasversale di 2,2 cm2, un'area della finestra di 14,4 cm2 e una lunghezza media della linea del campo magnetico di 200 mm. È realizzato in ferrite manganese-zinco M3000NMS1, progettato per operare in forti campi magnetici, come indicato dall'indice C nella designazione [5], e presenta i seguenti parametri del ciclo di isteresi: Bs=0,45 T (a H=800 A/m) , W=0,33 T (a H=100 A/m e T=60°C), Bg=0,1 T, Hc=12A/m. In condizioni di magnetizzazione unilaterale, l'intervallo di induzione in questo circuito magnetico, assemblato senza interruzioni, non supererà 0,23 T. Poniamoci l'obiettivo di utilizzare un gap non magnetico per ridurre l'induzione residua a 0,03 T, che aumenterà l'intervallo di induzione a 0,3 T. Supponendo che la dipendenza B=f(H) quando l'intensità di campo cambia da -Нс a zero sia praticamente lineare, troviamo la variazione di induzione nella sezione da 0 a Br2. Per fare ciò, tracciamo una linea orizzontale a livello di Br2 finché non si interseca con la curva di magnetizzazione e troviamo l'intensità del campo negativo nel circuito magnetico -H1=8,4 A/m, corrispondente a questa induzione. Nel nostro caso
Da (1) troviamo la lunghezza del gap non magnetico:
Intensità di campo nel gap alla massima induzione Vm=0ZTl
Ampere-giri di magnetizzazione del circuito magnetico
In modalità a riposo, la tensione di ingresso dell'inverter (U1, vedere Fig. 5) è pari al valore di picco della rete (310 V). Tenendo conto della caduta di tensione attraverso i transistor chiave e della resistenza attiva dell'avvolgimento, si può presumere che all'avvolgimento primario del trasformatore venga applicata una tensione di 300 V. La tensione di uscita a circuito aperto della sorgente in modalità inattiva dovrebbe essere 50 V. Il calcolo verrà effettuato per il caso in cui la durata dell'impulso è pari alla metà del periodo, che corrisponde al campo massimo di induzione nel circuito magnetico. In queste condizioni è richiesta un'ampiezza dell'impulso di tensione secondaria di 100 V (il doppio del valore richiesto della tensione a circuito aperto). Pertanto, il rapporto di trasformazione del trasformatore di potenza deve essere uguale a
Va notato che l'influenza dell'induttanza di dispersione degli avvolgimenti del trasformatore non viene presa in considerazione qui. La sua presenza porta ad un valore superiore al valore calcolato della tensione a vuoto. Il valore effettivo della corrente dell'avvolgimento secondario, che ha la forma di impulsi rettangolari, è correlato alla media, pari alla corrente di saldatura iCB, dal rapporto
dove λ è il rapporto tra la durata dell'impulso e il periodo della loro ripetizione (ciclo di lavoro). Con iCB = 140 A e λ = 0,5
Valore effettivo della corrente dell'avvolgimento primario (esclusa la corrente di magnetizzazione)
L'ampiezza dell'impulso di corrente di carico nell'avvolgimento primario
Ad una frequenza di 30 kHz, le perdite di energia nel nucleo di ferrite possono essere trascurate. Le perdite nei fili dell'avvolgimento aumentano con l'aumentare della frequenza a causa dello spostamento della corrente sulla superficie del conduttore, che porta ad una diminuzione della sua sezione trasversale effettiva. Questo fenomeno è chiamato effetto superficie o pelle. Si manifesta più forte, maggiore è la frequenza e maggiore è il diametro dell'azionamento. Per ridurre le perdite, viene utilizzato un filo intrecciato di conduttori isolati sottili: filo litz. Per operare a una frequenza di 30 kHz, il diametro di ciascuno di essi non deve superare 0,7 mm [3]. L'EMF di un giro è calcolato dalla formula
dove dФ/dt è la velocità di variazione del flusso magnetico accoppiato alla bobina; ΔB - campo di induzione nel circuito magnetico, T; Sc - sezione trasversale del circuito magnetico, cm2; tM - durata dell'impulso, s; f - frequenza di ripetizione dell'impulso, Hz. Il numero di giri che si adattano alla finestra del circuito magnetico può essere trovato dalla formula
dove S0 - area della finestra, cm2; - il coefficiente del suo riempimento con un filo (prenderemo pari a 0,25); ieff - valore corrente effettivo; J è la densità di corrente nel filo di avvolgimento, A/mm2. Per determinare i parametri del circuito magnetico, introduciamo un valore condizionale pari al prodotto dell'ampiezza della tensione sull'avvolgimento e il valore effettivo della corrente che lo attraversa. Poiché ha la dimensione del potere, chiamiamolo potere condizionale
Nel nostro caso,
Prendiamo la densità di corrente negli avvolgimenti del trasformatore J = 4 A/mm2, l'intervallo di induzione nel circuito magnetico ΔB = 0,3 T, e da (2) troviamo
Il circuito magnetico a forma di W richiesto per il trasformatore calcolato può essere assemblato da quattro PK40x18, come mostrato in Fig. 7.
Otteniamo un nucleo magnetico con Sc=8,8 cm2, So-14,4cm2, ScS0=126,7cm4. Troviamo per lui l'EMF di un giro
Numero di giri dell'avvolgimento primario
Lo scegliamo uguale a 21 - il numero intero più vicino, un multiplo del coefficiente di trasformazione (Ktr = 3). Numero di spire dell'avvolgimento secondario
La forma della corrente nell'avvolgimento primario di un trasformatore di potenza è mostrata in fig. otto.
L'ampiezza della sua componente magnetizzante è
Valore di corrente massimo degli interruttori a transistor e dell'avvolgimento primario
Per calcolare con precisione il valore efficace della corrente dell'avvolgimento primario, dovrai passare al calcolo integrale:
Un calcolo accurato fornisce 33,67 A, che differisce dal valore precedentemente calcolato (33,3 A) senza tener conto della corrente di magnetizzazione solo dell'1%. Sezione dei fili di avvolgimento:
Quando si avvolge con un filo litz, reclutato da fili isolati con un diametro di 0,55 mm, è necessario un fascio di 36 fili per l'avvolgimento primario e 105 fili per il secondario. L'avvolgimento di un trasformatore con un filo litz richiede una certa esperienza. Prima di tutto, devi preparare un filo litz. Per fare ciò, a una distanza leggermente maggiore della sua lunghezza richiesta, vengono fissati due ganci, il cui ruolo può essere svolto con successo dalle maniglie delle porte. Tra i ganci tirare il numero richiesto di fili. Con l'aiuto di un trapano a mano o di un tutore, il fascio viene attorcigliato, periodicamente scuotendolo leggermente in modo che i fili al suo interno siano distribuiti uniformemente. Il laccio emostatico finito viene avvolto per tutta la sua lunghezza con una leggera sovrapposizione con una striscia di sottile tessuto di cotone larga 8 ... 10 mm. Gli avvolgimenti sono avvolti su un mandrino di legno, ripetendo la forma del nucleo del circuito magnetico con un piccolo margine, in modo che la bobina finita "poggi" liberamente nella posizione prevista. Il mandrino è dotato di guance rimovibili, la cui distanza tra le quali è di 2...3 mm inferiore all'altezza della finestra del circuito magnetico. Prima dell'avvolgimento, sul mandrino vengono adagiati pezzi di nastro di tenuta, con i quali viene successivamente tirata insieme la bobina finita. Gli avvolgimenti sono disposti nel solito ordine: primario, su di esso - secondario. Tra di loro è richiesto l'isolamento: uno strato di cartone elettrico spesso 0,5 mm. Alla bobina viene data una forma corrispondente alla configurazione della finestra del circuito magnetico, quindi impregnata di vernice. I terminali di avvolgimento devono essere provvisti di capicorda in ottone. Quando si incorpora un filo litz in essi, prestare particolare attenzione affinché le estremità di tutti i fili che lo compongono siano private dell'isolamento, stagnate e saldate saldamente alle punte. Calcolo dell'induttanza del filtro della corrente di saldatura Lo strozzatore L1 (vedi fig. 1 e 5) uniforma la corrente di saldatura. Durante l'azione dell'impulso di tensione secondario, la corrente in esso aumenta linearmente. Durante la pausa tra gli impulsi - diminuisce linearmente. L'ampiezza dell'ondulazione corrente in prima approssimazione non dipende dal suo valore medio: la corrente di saldatura. Al valore minimo di quest'ultimo, la corrente nell'induttore e nel circuito di saldatura scende a zero entro la fine del periodo. Questa è esattamente la situazione mostrata in Fig. 9.
Un'ulteriore diminuzione del valore medio della corrente porta a una violazione della continuità del suo flusso - per una parte del periodo la corrente è zero, il che porta all'instabilità e all'estinzione dell'arco. Il rapporto tra ampiezza e valori medi della corrente di forma triangolare si ricava dalla condizione di uguaglianza delle aree del triangolo formato dalla curva della corrente e dall'asse dei tempi, e un rettangolo di altezza icp costruito su lo stesso asse (ombreggiato nella figura). La lunghezza delle basi di entrambe le figure è uguale al periodo di oscillazione. Così,
Alla minima corrente di saldatura isv. min=5 A caduta di tensione sull'arco Ud. min può essere considerato pari a 18 V [6]. Dato che
trovare l'induttanza minima richiesta dell'induttore
L'avvolgimento dell'induttanza deve resistere alla massima corrente di saldatura icv. Massimo. Assumendo, come per il trasformatore, il fattore di riempimento della finestra ko = 0,25 e la densità di corrente J = 4 A/mm2, determiniamo il numero massimo possibile di spire dell'avvolgimento dell'induttore
Conoscendo la sezione trasversale del circuito magnetico Sc e il coefficiente del suo riempimento con acciaio kс, è possibile per una data induzione B nel circuito magnetico determinare il collegamento di flusso dell'avvolgimento dell'induttore
Sostituendo (4) qui, otteniamo
Dato che
trovare l'induttanza dell'induttore
e il prodotto SCSo per il suo circuito magnetico
Per evitare la saturazione, il circuito magnetico deve avere un gap non magnetico, a causa del quale l'induzione cambia da quasi zero a W. Supponendo che il circuito magnetico dell'induttore sia ideale e che tutti gli ampere dell'avvolgimento siano applicati al gap non magnetico, determiniamo la lunghezza dell'ultimo b, mm:
donde
Da (5), (6) e (9) otteniamo una formula per il calcolo dell'effettiva induttanza dell'induttore:
Poiché a una corrente di saldatura maggiore del minimo, l'ampiezza delle increspature del flusso magnetico nel circuito magnetico dell'induttore è insignificante rispetto al suo valore medio, il circuito magnetico è solitamente realizzato in acciaio elettrico, per il quale l'induzione massima è Vm-1 T . Assumendo il fattore di riempimento della sezione con acciaio kñ=0,9, da (7) troviamo
Scegliamo per l'induttore un nucleo magnetico a nastro standard ШЛ25х32 con Sckc=6,56 cm2, So=16 cm2 e SCSo=125 cm4. Usando la formula (4), determiniamo il numero di giri
Usando la formula (8), calcoliamo la lunghezza del gap non magnetico
Tale spazio sarà fornito da due distanziatori non magnetici di 1 mm di spessore, installati tra le estremità delle metà del circuito magnetico. Sezione del filo dell'avvolgimento della bobina d'arresto
Il filo può essere pieno o assemblato da 147 fili con un diametro di 0,55 mm. Usando la formula (10), controlliamo l'induttanza risultante dell'induttore
Supera il valore minimo calcolato sopra. Calcolo del trasformatore di corrente Sulla fig. 10 mostra uno schema del nodo per generare un segnale di retroazione di corrente.
L'avvolgimento primario del trasformatore di corrente T2 è un perno in ottone con un diametro di 8 ... 10 mm, che collega l'uscita dell'inverter con il trasformatore di potenza T1 (Fig. 2). "Penetrando" nella scheda di controllo, il pin passa attraverso la finestra del circuito magnetico del trasformatore T2 ivi installato. L'avvolgimento secondario avvolto sul circuito magnetico è costituito da dieci spire, in modo che il rapporto di trasformazione KT0,1 = XNUMX. Durante la corsa in avanti dell'inverter, la corrente dell'avvolgimento secondario del trasformatore T2 scorre attraverso il diodo VD2 e uno shunt di sei resistori R3-R8 collegati in parallelo da 2,2 ohm ciascuno. Dallo shunt, il segnale di retroazione di corrente entra nell'unità di controllo, dove viene utilizzato per formare un carico in forte caduta caratteristico dell'IIST e per proteggere il dispositivo dai sovraccarichi di corrente. Durante la corsa inversa, la polarità della tensione sull'avvolgimento secondario del trasformatore T2 si chiude per il diodo VD2 e si apre per VD1. Quest'ultimo è aperto e la corrente di smagnetizzazione del circuito magnetico del trasformatore scorre attraverso i resistori R1, R2 collegati in parallelo. Poiché la loro resistenza totale è maggiore di quella dei resistori R3-R8, è garantito che il circuito magnetico si smagnetizza durante la corsa inversa. Il valore effettivo della corrente dell'avvolgimento secondario del trasformatore T2
Supponendo la densità di corrente nell'avvolgimento secondario del trasformatore di corrente J = 5 A / mm2, troviamo il diametro del suo filo secondo la formula
A una frequenza di 30 kHz, non è consigliabile utilizzare un filo con un diametro superiore a 0,7 mm, quindi avvolgiamo l'avvolgimento con un filo litz di tre fili con un diametro di 0,55 mm. Poiché i circuiti di controllo consumano poca energia, il circuito magnetico per il trasformatore T2 viene scelto in base a considerazioni progettuali, la principale delle quali è il diametro del perno che forma l'avvolgimento primario. Una ferrite anulare con un foro con un diametro di almeno 12 ... 14 mm è adatta, ad esempio, K32x 16x8 da ferrite 2000NM1. Il diametro del suo foro è di 16 mm, l'area della sezione trasversale è di 0,64 cm2. Con la magnetizzazione unilaterale, l'intervallo di induzione in questo circuito magnetico non deve superare 0,1 T. Verifichiamo questa condizione:
dove UVD2 è la caduta di tensione diretta attraverso il diodo VD2; W2 - numero di giri dell'avvolgimento secondario; Sc - sezione trasversale del circuito magnetico; R - resistenza shunt (R3-R8). Poiché l'intervallo di induzione non supera il valore consentito, il circuito magnetico viene scelto correttamente. CALCOLO DEL TRASFORMATORE DI Isolamento GALVANICO Sulla fig. 11 mostra uno schema di un formatore di impulsi che controlla i driver IGBT dello stadio di uscita dell'inverter. Cinque elementi collegati in parallelo del microcircuito DD1 a collettore aperto servono ad amplificare la potenza degli impulsi di controllo. Il resistore R3 limita la corrente di magnetizzazione del trasformatore T1, il circuito di smagnetizzazione di quest'ultimo è formato dal condensatore C3, dal diodo VD2 e dal diodo zener VD1.
Gli avvolgimenti secondari del trasformatore T1 sono caricati con ingressi di elementi TTL attraverso resistori da 470 Ohm (vedi Fig. 4), quindi l'ampiezza degli impulsi prelevati dagli avvolgimenti dovrebbe essere di 5 V a una corrente di circa 10 mA. Poiché l'ampiezza degli impulsi sull'avvolgimento primario è 15 V, il valore richiesto del rapporto di trasformazione è 3. L'ampiezza dell'impulso di corrente dell'avvolgimento primario sarà
Con una corrente così piccola, il calcolo del diametro del filo di avvolgimento può essere omesso, fornisce valori non superiori a 0,1 mm. Scegliamo il filo in base a considerazioni di progettazione con un diametro di 0,35 mm. Potenza condizionale del trasformatore T1
Con la formula (3) troviamo
Il fattore di riempimento della finestra ko del circuito magnetico è assunto pari a 0,05 in base alla necessità di fornire un buon isolamento tra gli avvolgimenti. Scegliamo per il trasformatore T1 un circuito magnetico ad anello K16x10x3 in ferrite 2000NM1, in cui Sc=0,09 cm2, So=0,785 cm2, ScSo=0,07 cm4. EMF di un giro avvolto su questo circuito magnetico:
Numero di giri degli avvolgimenti primari e secondari:
UNITÀ DI CONTROLLO L'unità di controllo (CU) genera impulsi che, attraverso il driver (vedi Fig. 4), controllano i transistor di un inverter a ciclo singolo in avanti. I valori impostati della corrente di saldatura sono regolati e mantenuti, mentre si forma la caratteristica di carico esterno in caduta dell'IIST, che è ottimale per la saldatura, grazie alla modulazione di larghezza di impulso (PWM) - modifica del ciclo di lavoro degli impulsi. Nell'unità di controllo descritta vengono implementate anche le funzioni di protezione della sorgente e dei suoi elementi da surriscaldamento e sovraccarichi che si verificano in condizioni di carico bruscamente variabile. La base dell'unità di controllo - il controller SHI TDA4718A di Siemens - contiene tutti i componenti analogici e digitali necessari per un alimentatore switching e può essere utilizzato per controllare trasformatori push-pull, semiponte e ponte, nonché single- inverter inverso e in avanti terminati. La struttura interna del controllore TDA4718A è mostrata in fig. 12.
L'oscillatore controllato in tensione (VCO) G1 genera impulsi la cui frequenza dipende dalla tensione al suo ingresso di controllo. Il valore medio dell'intervallo di variazione della frequenza viene impostato scegliendo i valori del resistore RT e del condensatore St. Il discriminatore di fase (PD) UI1 viene utilizzato per sincronizzare il VCO con una sorgente esterna di impulsi. Se la sincronizzazione non è richiesta, al secondo ingresso dell'FD vengono applicati gli stessi impulsi VCO del primo, collegando per questo i pin 5 e 14 del microcircuito. L'uscita dell'FD è collegata all'ingresso di controllo del VCO e al pin 17 del microcircuito. A quest'ultimo è collegato un condensatore di filtro esterno Cf. Il generatore di tensione a dente di sega (VPN) G2 attiva gli impulsi VCO. La tensione a dente di sega viene alimentata all'ingresso invertente del comparatore A1. La pendenza della "sega" dipende dalla capacità del condensatore CR e dalla corrente nel circuito di uscita 2 del microcircuito. La capacità di controllare la pendenza può essere utilizzata, ad esempio, per compensare l'instabilità della tensione di alimentazione. Ciascun impulso del VCO imposta il trigger di sgancio D2 su uno stato di log. 1 in uscita, consentendo così l'apertura dei transistori VT1 e VT2. Tuttavia, solo uno di essi può aprirsi ogni volta, poiché il flip-flop di conteggio D1 sul decadimento degli impulsi VCO cambia stato. I segnali di uscita dei comparatori A1 o A6 ripristinano il trigger D2, che porta alla chiusura del transistor aperto. Il comparatore A1 ha un ingresso invertente e (a differenza dei comparatori convenzionali) due ingressi non invertenti. Non appena il valore istantaneo della "sega" all'ingresso invertente supera il più piccolo dei livelli di tensione applicati agli ingressi non invertenti, il segnale proveniente dall'uscita del comparatore azzera il trigger D2. Pertanto, la durata degli impulsi alle uscite del controller SHI dipende dalla tensione applicata al pin 4 del microcircuito, uno degli ingressi non invertenti del comparatore A1. Il secondo ingresso non invertente di questo comparatore è coinvolto nel sistema di avvio lento ("soft") del controller. Dopo l'accensione, il condensatore Css si scarica e viene caricato da una corrente di 15 μA che scorre dal pin 6. Il livello inferiore della tensione a dente di sega all'ingresso invertente del comparatore A1 è 1,8 V. A partire da questo valore di tensione al condensatore Css, gli impulsi compaiono all'uscita del comparatore. Man mano che il condensatore si carica, la loro durata e con essa la durata dello stato aperto dei transistor VT1, VT2 aumenta. Non appena la tensione sul condensatore Css ha superato la tensione applicata al secondo ingresso non invertente del comparatore, l'avvio "soft" è completato, quindi la durata degli impulsi dipende dalla tensione al pin 4 del microcircuito. Il comparatore A2 è acceso in modo tale da limitare la tensione sul condensatore Css a 5 V. Poiché la tensione all'uscita del GPN può raggiungere i 5,5 V, impostando l'apposita pendenza "sega", è possibile impostare il massimo durata dello stato aperto dei transistor di uscita del controller. Se il livello logico all'uscita del trigger D3 è basso (viene corretto un errore), l'apertura dei transistor di uscita del controller è vietata e il condensatore Css viene scaricato da una corrente di 15 μA che scorre nel pin 2. Dopo qualche tempo, quando la tensione sul condensatore Css scende alla soglia del comparatore A3 (1,5 V), il trigger D3 riceverà un segnale di uscita alto. Ma il flip-flop sarà in grado di entrare in questo stato solo se i livelli di tutti e quattro i suoi ingressi R sono alti. Questa funzione consente di mantenere chiusi i transistor VT1 e VT2 fino a quando non vengono eliminate tutte le cause di blocco del controller. I comparatori A4-A7 fungono da sensori di errore, nonché un sensore di corrente di carico integrato nello stabilizzatore di tensione esemplare U1 con una soglia di risposta di 10 mA. I comparatori A4 e A5 forniscono segnali che trasformano il trigger D3 in uno stato di errore se la tensione all'ingresso del primo (pin 7) è maggiore e all'ingresso del secondo (pin 6) è inferiore alla tensione di riferimento generata dal stabilizzatore U1 di 2,5 V. Il comparatore A7 viene attivato quando la tensione scende alimentazione del microcircuito fino a 10,5 V. Per correggere l'errore, è sufficiente azionare uno dei comparatori citati. Il comparatore A6 occupa una posizione speciale. È progettato per limitare dinamicamente la corrente nei circuiti dell'inverter. Entrambi gli ingressi del comparatore sono collegati ai pin esterni del microcircuito e la sua uscita è collegata all'ingresso di ripristino del trigger D2. L'operazione del comparatore A6 porta all'immediata chiusura del transistor di uscita attualmente aperto, e la modalità normale verrà ripristinata (previa eliminazione della causa dell'operazione di protezione) con il successivo impulso VCO senza avvio "soft". Lo schema della BU è mostrato in fig. 13.
I nodi del sensore di corrente (vedi Fig. 10) e il formatore di impulsi di uscita (vedi Fig. 11) considerati in precedenza non sono mostrati su di esso. Solo una delle due uscite del controller DA5 SHI è coinvolta nell'unità di controllo. Poiché il controller è push-pull, il ciclo di lavoro degli impulsi su un'uscita non supera in nessun caso 0,5, necessario per il normale funzionamento di un inverter a ciclo singolo. Per alimentare la centralina sono stati utilizzati due avvolgimenti del trasformatore T1 (vedi Fig. 1) per una tensione di 20 V ciascuno. La tensione alternata dall'avvolgimento II viene fornita al ponte a diodi VD1 e la tensione negativa raddrizzata e livellata dal condensatore C1 viene alimentata all'ingresso dello stabilizzatore DA1, dalla cui uscita viene rimossa una tensione stabilizzata di -15 V all'alimentazione i microcircuiti CU Allo stesso avvolgimento II è collegato un moltiplicatore di tensione sui diodi VD3-VD6 , che fornisce una tensione non regolata di 100 V fornita al circuito di saldatura quando l'arco non è acceso. La tensione alternata dall'avvolgimento III del trasformatore T1 (vedi Fig. 1) attraverso il filtro L2L3C29C30, che protegge dal rumore impulsivo, viene alimentata al ponte a diodi VD26 e quindi attraverso il diodo VD27 allo stabilizzatore DA6. Dall'uscita di quest'ultimo viene tolta una tensione di 15 V per alimentare i microcircuiti CU, funge anche da ingresso per lo stabilizzatore DA7, con una tensione di 5 V dall'uscita di cui è il microcircuito TTL del formatore di impulsi di uscita alimentato (vedi Fig. 11). La tensione raddrizzata dal ponte VD26 viene applicata attraverso un partitore di tensione ai resistori R45-R48 e agli ingressi dei comparatori A4 e A5 del controller DA5. Ciò garantisce il blocco dell'IIST quando la tensione di rete supera i limiti consentiti. Regolando il resistore di sintonia R48, si garantisce che si verifichi quando la tensione esce dall'intervallo 205 ... 242 V. I condensatori C24 e C25 fungono da protezione aggiuntiva contro il rumore impulsivo. Il comparatore sull'amplificatore operazionale DA2.1 confronta la tensione sul condensatore di avvio "soft" C26 con quella esemplare al pin 10 del controller. Se il controller è funzionante, la tensione sul condensatore è maggiore della tensione di riferimento (2,5 V), il transistor VT2.1 è chiuso con una tensione negativa dall'uscita dell'amplificatore operazionale DA3, il LED HL1 (vedi Fig. 1) è spento. In caso contrario, il comparatore DA2.1 entra in uno stato stabile, grazie al feedback positivo attraverso il resistore R15 e il diodo VD14, con una tensione positiva in uscita, aprendo il transistor VT3. L'accensione del LED HL1 (vedi Fig. 1) indica che l'IIST ha smesso di funzionare a causa del superamento dei limiti consentiti della tensione di rete. Nel momento in cui l'IIST è connesso alla rete, il nodo sull'op-amp DA2.2 genera un impulso negativo che arriva all'ingresso non invertente dell'op-amp DA2.1 e inibisce l'allarme fino al completamento dei transitori e l'inverter si avvia "soft". Una tensione di 10 V all'uscita dello stabilizzatore DA8 è impostata con un resistore di regolazione R62. La tensione viene fornita all'ingresso di questo stabilizzatore attraverso tre resistori R55-R57 collegati in parallelo. La caduta di tensione attraverso di essi è proporzionale alla corrente consumata dallo stabilizzatore e dal suo carico. Se il suo valore è inferiore a circa 7 mA, la tensione all'uscita dell'amplificatore operazionale DA4.2 diventa negativa, il che porta a una diminuzione a zero (grazie ai diodi VD30, VD31) al pin 4 del controller DA5 SHI e bloccando quest'ultimo. Pertanto, viene controllata la connessione all'IIST di un pannello di controllo remoto, che consente di regolare la corrente di saldatura dal posto di lavoro del saldatore. Se il telecomando non è collegato o è guasto, una diminuzione di 5 mA della corrente consumata attraverso il circuito 10 V, causata dalla disconnessione della resistenza variabile R2 (vedi Fig. 1), non sarà compensata dalla corrente consumata dal telecomando, che porterà all'operazione di protezione. L'interruttore S1 è mostrato nel diagramma per una migliore comprensione del funzionamento del dispositivo. Sostituisce condizionalmente i contatti dell'unità di controllo del relè situata all'esterno della scheda, che commuta l'IIST in controllo remoto. La tensione dall'uscita del sensore di corrente (vedi Fig. 10) attraverso il filtro R43C21 viene inviata al pin 8 del controller DA5, uno degli ingressi del suo comparatore A6. Una tensione di 9 V viene fornita al secondo ingresso del comparatore (pin 38) dal partitore resistivo R40R1,7.La protezione della corrente dinamica viene attivata dopo che la corrente dei transistor dell'inverter supera i 45 A. Sul sistema operativo DA3.4, viene assemblato un nodo dell'unità di protezione corrente. Il partitore di tensione R25VD19R26 imposta la soglia per il suo funzionamento, corrispondente alla corrente dei transistor di potenza dell'inverter di circa 50 A. Fino a quando questo valore non viene superato, il diodo VD21 è aperto, la tensione all'ingresso invertente dell'amplificatore operazionale DA3.4. 15 e il condensatore C20 è uguale alla soglia. I diodi VD24 e VDXNUMX sono chiusi e l'azionamento non ha alcun effetto sul funzionamento dell'IIST. Se la soglia viene superata all'uscita dell'amplificatore operazionale DA3.4, verrà generato un impulso negativo che scaricherà parzialmente il condensatore C34 attraverso il resistore R16. La durata dell'impulso dipende dalla costante di tempo del circuito R32C15. Se i sovraccarichi di corrente seguono troppo spesso, il condensatore C16 si scaricherà così tanto che il diodo VD24 si aprirà. Ciò ridurrà la tensione al pin 9 del controller DA5 e abbasserà temporaneamente la soglia per la protezione della corrente dinamica. Oltre all'unità di protezione corrente, la tensione dall'uscita del sensore di corrente dei transistor di potenza dell'inverter (vedi Fig. 10) viene immessa nel sistema per regolare e stabilizzare la corrente di saldatura. Attraverso un amplificatore invertente sull'amplificatore operazionale DA3.1, il circuito VD16C13 e il resistore R22, entra nell'ingresso dell'amplificatore operazionale DA3.2 e qui viene sommato algebricamente con il resistore variabile R2 proveniente dal motore (vedi Fig. 1) o il telecomando. Il segnale di errore amplificato dell'amplificatore operazionale DA3.2 attraverso un follower invertente sull'amplificatore operazionale DA3.3, un partitore di tensione R28R29 e un diodo VD22 viene applicato al terminale 4 del controller DA5, l'ingresso del suo comparatore A1. Il diodo zener VD17 non consente valori di tensione positivi all'uscita dell'amplificatore operazionale DA3.2 e limita quelli negativi a livello di -10 V. Utilizzando la resistenza trimmer R37, viene impostata una tensione di 4 V sul pin 5 del controller DA1,8, corrispondente alla durata minima degli impulsi di uscita. I resistori trimmer R42 e R44 regolano la frequenza e il duty cycle degli impulsi del controller SHI. Il nodo sull'amplificatore operazionale DA4.1 aumenta automaticamente la frequenza quando la corrente di saldatura è inferiore a 25 ... 30 A per impedire l'interruzione della corrente nel circuito di saldatura. Ciò consente di ridurre l'induttanza e, di conseguenza, le dimensioni e la massa dell'induttore L1 (vedi Fig. 1). La frequenza viene aumentata applicando corrente aggiuntiva attraverso il diodo Zener VD23, il resistore R39 e il diodo VD25 al circuito di impostazione della frequenza del controller DA5. Se non vengono presi provvedimenti, in assenza di carico (quando l'arco è spento), la tensione all'uscita IIST, a causa dell'influenza dell'induttanza parassita del trasformatore e dell'impianto, può aumentare fino a un valore pericoloso. Pertanto, la parte inverter dell'IIST è spenta in questa modalità e la tensione di "standby" dal suddetto moltiplicatore sui diodi VD1-VD2 viene applicata agli elettrodi di saldatura attraverso il resistore R3 e il diodo VD6. Mentre la tensione nel circuito di saldatura supera la tensione di stabilizzazione totale dei diodi zener VD8 e VD9, il transistor VT1 è aperto e devia il LED dell'optoaccoppiatore U1. Il transistor dell'accoppiatore ottico è chiuso e VT2 è aperto e mantiene (attraverso il diodo VD13) quasi zero tensione al pin 4 del controller DA5 SHI, bloccando quest'ultimo. Quando gli elettrodi di saldatura sono chiusi, la tensione tra loro diminuisce, di conseguenza il transistor VT1, essendosi chiuso, consente alla corrente di fluire attraverso il LED dell'accoppiatore ottico U1. La conseguente apertura del transistor dell'optoaccoppiatore U1 porta alla chiusura del transistor VT2 e del diodo VD13. In questo stato, il controller PWM funziona normalmente finché la tensione tra gli elettrodi di saldatura non supera di nuovo circa 40 V e il controller PWM viene nuovamente disattivato. Ciò si verifica al termine della sessione di saldatura a seguito di un aumento significativo della lunghezza dell'intercapedine d'arco. L'estinzione forzata dell'arco ne limita la lunghezza massima, eliminando la necessità di un aumento eccessivo della potenza di uscita dell'IIST. Il regime di temperatura dei potenti transistor dell'inverter è controllato utilizzando un convertitore da temperatura a corrente VK1 montato sul loro dissipatore di calore (vedi Fig. 1). Una tensione proporzionale alla temperatura del dissipatore di calore viene rimossa dal resistore R67 e alimentata a due comparatori: op-amp DA4.3 e DA4.4. Il condensatore C38 filtra il rumore. Le soglie per il funzionamento dei comparatori sono impostate da un partitore di tensione resistivo R64, R69-R71. Quando viene superata la soglia corrispondente a una temperatura di +50 ° C, la tensione negativa dall'uscita dell'amplificatore operazionale DA4.4 attraverso il resistore R73 apre il transistor VT4. Il relè K2 (vedi Fig. 1) è attivato, accendendo la ventola del blocco. Se la temperatura continua a salire e raggiunge +85 °C, la tensione negativa già dall'uscita dell'amplificatore operazionale DA4.3 attraverso il diodo VD18 entra nel circuito di controllo della corrente di saldatura, riducendola a 5 A. Dopo i transistor e il loro raffreddamento del dissipatore di calore, il normale funzionamento dell'IIST verrà ripristinato automaticamente. I circuiti magnetici delle bobine L1-L3 sono anelli di ferrite con un diametro esterno di 10 mm con una permeabilità magnetica iniziale di 1000 ... 2000. Gli avvolgimenti sono avvolti in uno strato, spira per spira, con un filo di montaggio isolato convenzionale con una sezione trasversale di 0,1 mm2. Letteratura
Autore: V.Volodin, Odessa, Ucraina
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