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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Regolatori di tensione a transistor con protezione da sovraccarico
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Protettori di sovratensione Sembra che sia stato scritto tutto sugli stabilizzatori di tensione continui. Tuttavia, lo sviluppo di uno stabilizzatore affidabile e non troppo complesso (non più di tre o quattro transistor), soprattutto con una maggiore corrente di carico, è un compito piuttosto serio, perché uno dei primi posti è il requisito di una protezione affidabile dei transistor di controllo da sovraccarico. In questo caso, è auspicabile che, dopo aver eliminato la causa del sovraccarico, venga ripristinato automaticamente il normale funzionamento dello stabilizzatore. Il desiderio di soddisfare questi requisiti porta spesso a una significativa complicazione del circuito stabilizzatore e ad una notevole diminuzione della sua efficienza. L'autore di questo articolo sta cercando di trovare la soluzione ottimale, a suo avviso. Prima di cercare la soluzione ottimale analizziamo le caratteristiche di carico Uout = f(Iout) degli stabilizzatori di tensione realizzati secondo i circuiti più comuni. Per lo stabilizzatore descritto in [1], in caso di sovraccarico, la tensione di uscita Uout diminuisce rapidamente fino a zero. Tuttavia, la corrente non diminuisce e può essere sufficiente a danneggiare il carico, e la potenza dissipata dal transistor di controllo talvolta supera il limite consentito. In [2], uno stabilizzatore simile è integrato con una protezione del grilletto. In caso di sovraccarico, non diminuisce solo la tensione di uscita, ma anche la corrente. La protezione però non è sufficientemente efficace, poiché interviene solo quando la tensione di uscita scende al di sotto di 1 V e, in alcune condizioni, non elimina il sovraccarico termico del transistor di controllo. Per riportare un tale stabilizzatore in modalità operativa, è necessario spegnere quasi completamente il carico, e questo non è sempre accettabile, soprattutto per uno stabilizzatore che funge da parte integrante di un dispositivo più complesso. Protezione dello stabilizzatore, il cui schema è mostrato in Fig. 1, interviene già con una leggera diminuzione della tensione di uscita causata da un sovraccarico. I valori nominali degli elementi circuitali sono indicati per una tensione di uscita di 12 V in due versioni: senza parentesi se VD1 è D814B e tra parentesi se è KS139E. Una breve descrizione del funzionamento di tale stabilizzatore è disponibile in [3].
I suoi buoni parametri sono spiegati dal fatto che tutti i segnali necessari sono formati da una tensione di uscita stabilizzata ed entrambi i transistor (che regolano VT1 e controllano VT2) funzionano in modalità di amplificazione della tensione. Le caratteristiche di carico misurate sperimentalmente di questo stabilizzatore sono mostrate in Fig. 2 (curve 3 e 4).
Se la tensione di uscita si discosta dal valore nominale, il suo incremento attraverso il diodo zener VD1 viene trasmesso quasi completamente all'emettitore del transistor VT2. Se non si tiene conto della resistenza differenziale del diodo zener, ΔUе - ΔUout. Questo è un segnale di sistema operativo negativo. Ma il dispositivo ha anche un lato positivo. Viene creato da parte dell'incremento della tensione di uscita fornita alla base del transistor attraverso il partitore di tensione R2R3:
Il feedback totale nella modalità di stabilizzazione è negativo, il segnale di errore è il valore
che in valore assoluto è maggiore, minore è R3 rispetto a R2. La riduzione di questo rapporto ha un effetto benefico sul coefficiente di stabilizzazione e sulla resistenza di uscita dello stabilizzatore. Considerando che
Il diodo Zener VD1 dovrebbe essere selezionato per la massima tensione di stabilizzazione dell'uscita possibile, ma inferiore. Se si sostituisce il resistore R3 con due diodi collegati nella direzione in avanti e collegati in serie (come proposto, ad esempio, in [4]), i parametri dello stabilizzatore miglioreranno, poiché il posto di R3 nelle espressioni per ΔUb e ΔUbe sarà preso dalla piccola resistenza differenziale dei diodi aperti. Tuttavia, tale sostituzione porta ad alcuni problemi quando lo stabilizzatore entra in modalità protettiva. Ci soffermeremo su di essi di seguito, ma per ora lasceremo il resistore R3 nello stesso posto. In modalità di stabilizzazione, la caduta di tensione sul resistore R1 rimane praticamente invariata. La corrente che scorre attraverso questo resistore è la somma della corrente del diodo zener VD1 e della corrente di emettitore del transistor VT2, che è quasi uguale alla corrente di base del transistor VT1. Quando la resistenza di carico diminuisce, l'ultimo componente della corrente che scorre attraverso R1 aumenta e il primo (corrente del diodo zener) diminuisce fino a zero, dopodiché l'aumento della tensione di uscita non viene più trasmesso all'emettitore del transistor VT2 attraverso lo zener diodo. Di conseguenza, il circuito di feedback negativo viene interrotto e il circuito di feedback positivo, che continua a funzionare, porta ad una chiusura a valanga di entrambi i transistor e all'interruzione della corrente di carico. La corrente di carico, al di sopra della quale interviene la protezione, può essere stimata utilizzando la formula
dove h21e è il coefficiente di trasferimento di corrente tramite il transistor VT1. Sfortunatamente, h21e presenta una grande dispersione da un'istanza di transistor all'altra, a seconda della corrente e della temperatura. Pertanto, durante la configurazione spesso è necessario selezionare il resistore R1. In uno stabilizzatore progettato per correnti di carico elevate, la resistenza del resistore R1 è piccola. Di conseguenza, la corrente attraverso il diodo zener VD1 aumenta così tanto quando la corrente di carico diminuisce che è necessario utilizzare un diodo zener di maggiore potenza. La presenza nelle caratteristiche di carico (vedere curve 3 e 4 in Fig. 2) di sezioni di transizione relativamente estese tra le modalità operativa e protettiva (si noti che queste sezioni sono le più pesanti dal punto di vista del regime termico del transistor VT1) si spiega principalmente con il fatto che lo sviluppo del processo di commutazione è impedito dal feedback negativo locale attraverso il resistore R1. Più bassa è la tensione stabilizzazione del diodo zener VD1, maggiore, a parità di altre condizioni, è il valore del resistore R1 e più “ritardata” è la transizione dalla modalità operativa a quella protettiva dello stabilizzatore. Questa conclusione, così come quella fatta in precedenza, sull'opportunità di utilizzare un diodo zener VD1 con la massima tensione di stabilizzazione possibile è confermata sperimentalmente. La tensione di uscita dello stabilizzatore secondo il circuito mostrato in Fig. 1, con un diodo zener D814B (Ust = 9 V), rispetto a un diodo zener simile KS139E (UCT = 3,9 V), è molto meno dipendente dal carico e passa più “rapidamente” in modalità di protezione in caso di sovraccarico. È possibile ridurre e persino eliminare completamente la sezione di transizione della caratteristica di carico dello stabilizzatore aggiungendovi un ulteriore transistor VT3, come mostrato in Fig. 3.
In modalità operativa, questo transistor è in saturazione e non ha praticamente alcun effetto sul funzionamento dello stabilizzatore, peggiorando solo leggermente la stabilità della temperatura della tensione di uscita. Quando, a causa di un sovraccarico, la corrente del diodo zener VD1 tende a zero, il transistor VT3 entra nello stato attivo e quindi si chiude, creando le condizioni per attivare rapidamente la protezione. In questo caso non esiste un tratto di transizione graduale della caratteristica di carico (vedere curva 1 in Fig. 2). I diodi VD2 e VD3 in modalità operativa stabilizzano la tensione sulla base del transistor VT2, che aiuta a migliorare i parametri di base dello stabilizzatore. Tuttavia, senza un transistor VT3 aggiuntivo, ciò influisce negativamente sulla protezione, poiché indebolisce il componente positivo del sistema operativo. Il passaggio alla modalità protettiva in questo caso è molto ritardato e avviene solo dopo che la tensione di carico è scesa ad un valore vicino a quello supportato dai diodi VD2 e VD3 basati sul transistor VT2 (vedere curva 2 in Fig. 2). Gli stabilizzatori considerati presentano uno svantaggio significativo per molte applicazioni: rimangono in uno stato protettivo dopo aver eliminato la causa del sovraccarico e spesso non entrano in modalità operativa quando viene applicata la tensione di alimentazione con un carico collegato. Esistono vari modi per avviarli, ad esempio utilizzando un resistore aggiuntivo installato parallelamente alla sezione collettore-emettitore del transistor VT1 o (come proposto in [4]) "alimentando" la base del transistor VT2. Il problema viene risolto con un compromesso tra l'affidabilità dell'avviamento sotto carico e l'entità della corrente di cortocircuito, che non è sempre accettabile. Le varianti delle unità di lancio considerate in [5] e [6] sono più efficaci, ma complicano lo stabilizzatore nel suo complesso. Un metodo meno comune ma interessante per rimuovere lo stabilizzatore dalla modalità protettiva è proposto in [7]. Sta nel fatto che un generatore di impulsi appositamente progettato apre periodicamente forzatamente il transistor di regolazione, mettendo lo stabilizzatore in modalità operativa per un po 'di tempo. Se la causa del sovraccarico viene eliminata, al termine del successivo impulso la protezione non funzionerà più e lo stabilizzatore continuerà a funzionare normalmente. La potenza media dissipata dal transistor di controllo durante il sovraccarico aumenta leggermente. Nella fig. La Figura 4 mostra uno schema di una delle possibili opzioni per uno stabilizzatore che funziona secondo questo principio. Si differenzia da quello descritto in [7] per l'assenza di un'unità separata: un generatore di impulsi. In caso di sovraccarico, lo stabilizzatore entra in modalità oscillatoria a causa del circuito di feedback positivo, che viene chiuso attraverso il condensatore C1. Il resistore R3 limita la corrente di carica del condensatore e R4 funge da carico del generatore quando il carico esterno è chiuso.
In assenza di sovraccarico dopo l'applicazione della tensione di alimentazione, lo stabilizzatore si avvia grazie al resistore R2. Poiché il condensatore C1 è derivato da un diodo aperto VD2 e dai resistori R3-R5 collegati in serie, le condizioni di autoeccitazione non sono soddisfatte e il dispositivo funziona in modo simile a quello discusso in precedenza (vedere Fig. 1). Durante la transizione dello stabilizzatore alla modalità protettiva, il condensatore C1 funge da booster, accelerando lo sviluppo del processo. Il circuito equivalente dello stabilizzatore in modalità protettiva è mostrato in fig. 5.
Quando la resistenza di carico Rн è uguale a zero, il terminale positivo del condensatore C1 è collegato tramite il resistore R4 al filo comune (meno della sorgente di tensione di ingresso). La tensione a cui è stato caricato il condensatore in modalità di stabilizzazione viene applicata alla base del transistor VT2 con polarità negativa e mantiene il transistor chiuso. Il condensatore viene scaricato dalla corrente i1. corrente attraverso i resistori R3-R5 e il diodo aperto VD2. Quando la tensione alla base di VT1 supera -0,7 V, il diodo VD2 si chiuderà, ma la ricarica del condensatore continuerà con la corrente i2 che scorre attraverso il resistore R2. Al raggiungimento di una piccola tensione positiva alla base del transistor VT2, quest'ultimo, e con esso VT1, inizieranno ad aprirsi. A causa del feedback positivo attraverso il condensatore C1, entrambi i transistor si apriranno completamente e rimarranno in questo stato per un po 'di tempo finché il condensatore non verrà caricato con la corrente i3 quasi alla tensione Uin, dopodiché i transistor si chiuderanno e il ciclo si ripeterà. Con quelli indicati nello schema di Fig. Classificazione a 5 elementi, la durata degli impulsi generati è di pochi millisecondi, il periodo di ripetizione è di 100...200 ms. L'ampiezza degli impulsi di corrente in uscita in modalità protettiva è approssimativamente uguale alla corrente di funzionamento della protezione. Il valore medio della corrente di cortocircuito misurata con un milliamperometro a quadrante è di circa 30 mA. Quando la resistenza di carico RH aumenta, arriva il momento in cui, con i transistor VT1 e VT2 aperti, il feedback negativo “supera” il feedback positivo e il generatore si trasforma nuovamente in uno stabilizzatore di tensione. Il valore di RH al quale avviene il cambio di modalità dipende principalmente dalla resistenza del resistore R3. Se i suoi valori sono troppo piccoli (meno di 5 Ohm), l'isteresi appare nella caratteristica del carico e con resistenza R3 zero, la stabilizzazione della tensione viene ripristinata solo con una resistenza di carico superiore a 200 Ohm. Un aumento eccessivo della resistenza del resistore R3 porta alla comparsa di una sezione di transizione nella caratteristica del carico. L'ampiezza degli impulsi di polarità negativa basati sul transistor VT2 raggiunge i 10 V, il che può portare alla rottura elettrica della sezione base-emettitore di questo transistor. Tuttavia, la rottura è reversibile e la sua corrente è limitata dai resistori R1 e R3. Non interferisce con il funzionamento del generatore. Quando si sceglie il transistor VT2, è inoltre necessario tenere conto del fatto che la tensione applicata alla sua sezione collettore-base raggiunge la somma delle tensioni di ingresso e di uscita dello stabilizzatore. Nelle apparecchiature operative, l'uscita dello stabilizzatore di tensione è solitamente deviata da un condensatore (C2, mostrato in Fig. 4 con una linea tratteggiata). La sua capacità non deve superare i 200 μF. La limitazione è dovuta al fatto che durante un sovraccarico non accompagnato da un cortocircuito completo dell'uscita, questo condensatore entra nel circuito di feedback positivo del generatore. In pratica, ciò si esprime nel fatto che il generatore “si avvia” solo con un sovraccarico significativo e l'isteresi appare nella caratteristica del carico. La resistenza del resistore R4 deve essere tale che la caduta di tensione ai suoi capi durante l'impulso sia sufficiente per aprire il transistor VT2 (-1 V) e garantire che le condizioni di autogenerazione siano soddisfatte con resistenza di carico pari a zero. Sfortunatamente, in modalità di stabilizzazione questo resistore riduce solo l'efficienza del dispositivo. Per un funzionamento accurato della protezione, è necessario che, a qualsiasi corrente di carico ammissibile, la tensione di ingresso minima (compreso il ripple) dello stabilizzatore rimanga sufficiente per il suo normale funzionamento. Durante il test di tutti gli stabilizzatori discussi sopra con una tensione di uscita nominale di 12 V, la fonte di alimentazione era un raddrizzatore a diodi a ponte da 14 V con un condensatore da 10000 μF in uscita. La tensione di ondulazione all'uscita del raddrizzatore, misurata con un millivoltmetro VZ 38, non superava 0,6 V. Se necessario, la natura impulsiva della protezione può essere utilizzata per indicare lo stato dello stabilizzatore, compreso il suono. In quest'ultimo caso, in caso di sovraccarico, si sentiranno dei clic con una frequenza di ripetizione dell'impulso. Nella fig. La Figura 6 mostra uno schema di uno stabilizzatore più complesso con protezione dagli impulsi, che è in gran parte privo degli svantaggi discussi nella prima parte dell'articolo (vedi Fig. 4). La sua tensione di uscita è 12 V, la resistenza di uscita è 0,08 Ohm, il coefficiente di stabilizzazione è 250, la corrente operativa massima è 3 A, la soglia di protezione è 3,2 A, la corrente di carico media in modalità protettiva è 60 mA. La presenza di un amplificatore sul transistor VT2 consente, se necessario, di aumentare significativamente la corrente operativa sostituendo il transistor VT1 con uno composito più potente.
L'algoritmo di protezione per questo stabilizzatore differisce poco da quello precedentemente descritto. In modalità protettiva, i transistor VT2 e VT3 formano un generatore di impulsi con un condensatore di impostazione della frequenza C1. Il condensatore C2 sopprime la generazione parassitaria ad alta frequenza. Non è presente alcun resistore in serie nel circuito di uscita dello stabilizzatore (simile a R4, vedere Fig. 4) che ne degradi l'efficienza; il resistore R1 funge da carico del generatore. Lo scopo dei diodi VD1, VD2 e del transistor VT4 è simile agli elementi VD2, VD3 e VT3 nello stabilizzatore secondo il circuito mostrato in Fig. 3. Il valore del resistore limitatore R4 può variare da decine di ohm a 51 kOhm. L'uscita dello stabilizzatore può essere bypassata con un condensatore con una capacità fino a 1000 μF, che però porta alla comparsa di isteresi nella caratteristica del carico: ad una soglia di protezione di 3,2 A, il valore misurato della corrente di ritorno alla modalità di stabilizzazione è 1,9 A. Per una chiara commutazione delle modalità, è necessario che con una diminuzione della resistenza di carico, la corrente attraverso il diodo zener VD3 si interrompa prima che il transistor VT2 entri in saturazione. Pertanto, il valore del resistore R1 viene scelto in modo tale che prima la protezione funziona, tra il collettore e l'emettitore di questo transistor rimane una tensione di almeno 2... 3 V. In modalità protettiva, il transistor VT2 entra in saturazione, di conseguenza, l'ampiezza degli impulsi di corrente di carico può essere 1.2 ...1,5 volte superiore alla corrente operativa della protezione. Va tenuto presente che con una diminuzione significativa della resistenza R1, la potenza dissipata dal transistor VT2 aumenta in modo significativo. La presenza del condensatore C1 può teoricamente portare ad un aumento dell'ondulazione della tensione di uscita dello stabilizzatore. Tuttavia, ciò non è stato osservato nella pratica. La tensione stabilizzata in uscita è uguale alla somma delle cadute di tensione sui diodi VD1 e VD2, la sezione base-emettitore del transistor VT4 e la tensione di stabilizzazione del diodo zener VD3 meno la caduta di tensione sulla sezione base-emettitore del transistor VT3 - circa 1,4 V in più rispetto alla tensione di stabilizzazione del diodo zener. La corrente di intervento della protezione viene calcolata utilizzando la formula
Grazie all'amplificatore aggiuntivo sul transistor VT2, la corrente che scorre attraverso il resistore R3 è relativamente piccola, anche con correnti di carico calcolate significative. Ciò, da un lato, migliora l'efficienza dello stabilizzatore, ma dall'altro obbliga all'uso di un diodo zener in grado di funzionare a basse correnti come VD3. La corrente di stabilizzazione minima del diodo zener KS6Zh mostrata nel diagramma (vedi Fig. 211) è 0,5 mA. Tale stabilizzatore, oltre allo scopo previsto, può fungere da limitatore di scarica della batteria. Per fare ciò, la tensione di uscita è impostata in modo tale che se la tensione della batteria è inferiore al valore consentito, la protezione entrerà in funzione, impedendo un'ulteriore scarica. In questo caso è consigliabile aumentare il valore della resistenza R6 a 10 kOhm. Di conseguenza, la corrente consumata dal dispositivo in modalità operativa diminuirà da 12 a 2,5 mA. Va tenuto presente che al momento dell'intervento della protezione questa corrente aumenta fino a circa 60 mA, ma con l'avvio del generatore di impulsi il valore medio della corrente di scarica della batteria scende a 4...6 mA. Utilizzando il principio considerato della protezione dagli impulsi, è possibile costruire non solo stabilizzatori di tensione, ma anche "fusibili" elettronici autorigeneranti installati tra la fonte di alimentazione e il carico. A differenza dei fusibili, tali fusibili possono essere utilizzati ripetutamente senza preoccuparsi del ripristino dopo aver eliminato la causa dell'intervento. Il fusibile elettronico deve resistere ai guasti a carico totale o parziale sia a breve che a lungo termine. Quest'ultimo fenomeno si verifica spesso con cavi di collegamento lunghi, la cui resistenza costituisce una parte notevole del carico utile. Questo caso è particolarmente grave per l'elemento di commutazione del fusibile. Nella fig. La Figura 7 mostra uno schema di un semplice fusibile elettronico autoripristinante con protezione da impulsi. Il principio del suo funzionamento è vicino allo stabilizzatore di tensione sopra descritto (vedi Fig. 4), ma prima che la protezione venga attivata, i transistor VT1 e VT2 sono in uno stato di saturazione e la tensione di uscita è quasi uguale a quella di ingresso.
Se la corrente di carico supera il valore consentito, il transistor VT1 esce dalla saturazione e la tensione di uscita inizia a diminuire. Il suo incremento attraverso il condensatore C1 va alla base del transistor VT2, chiudendo quest'ultimo, e con esso VT1. La tensione di uscita diminuisce ancora di più e, come risultato di un processo simile a una valanga, i transistor VT1 e VT2 sono completamente chiusi. Dopo un po' di tempo, a seconda della costante di tempo del circuito R1C1, si riapriranno, ma se persiste il sovraccarico si richiuderanno. Questo ciclo viene ripetuto finché il sovraccarico non viene eliminato. La frequenza degli impulsi generati è di circa 20 Hz quando il carico è leggermente superiore al carico consentito e di 200 Hz quando è completamente chiuso. Il ciclo di lavoro degli impulsi in quest'ultimo caso è superiore a 100. Quando la resistenza di carico aumenta fino a raggiungere un valore accettabile, il transistor VT1 entrerà in saturazione e la generazione di impulsi si interromperà. La corrente di esercizio del "fusibile" può essere determinata approssimativamente dalla formula
Il coefficiente di 0,25, selezionato sperimentalmente, tiene conto del fatto che al momento della transizione del transistor VT1 dalla saturazione alla modalità attiva, il suo coefficiente di trasferimento di corrente è significativamente inferiore a quello nominale. La corrente di funzionamento della protezione misurata con una tensione di ingresso di 12 V è 0,35 A, l'ampiezza degli impulsi di corrente di carico quando è chiusa è 1,3 A. L'isteresi (la differenza tra le correnti di funzionamento della protezione e il ripristino della modalità operativa) non è stata rilevato. Se necessario, è possibile collegare all'uscita "fusibile" condensatori di blocco con una capacità totale non superiore a 200 μF, che aumenterà la corrente operativa a circa 0,5 A. Se è necessario limitare l'ampiezza degli impulsi della corrente di carico, nel circuito dell'emettitore del transistor VT2 è necessario includere un resistore di diverse decine di ohm e il valore del resistore R3 deve essere leggermente aumentato. Se il carico non è completamente chiuso, è possibile una rottura elettrica della sezione base-emettitore del transistor VT2. Ciò ha scarso effetto sul funzionamento del generatore e non rappresenta un pericolo per il transistor, poiché la carica accumulata nel condensatore C1 prima della rottura è relativamente piccola. Gli svantaggi del "fusibile" assemblato secondo il circuito considerato (Fig. 7) sono la bassa efficienza dovuta al resistore R3 collegato in serie al circuito di carico e alla corrente di base del transistor VT1, che è indipendente dal carico. Quest'ultimo è tipico anche per altri dispositivi simili [8]. Entrambi i motivi che riducono l'efficienza vengono eliminati in un "fusibile" più potente con una corrente di carico massima di 5 A, il cui circuito è mostrato in Fig. 8. La sua efficienza supera il 90% in più di dieci volte l'intervallo di corrente di carico. La corrente consumata senza carico è inferiore a 0,5 mA.
Per ridurre la caduta di tensione attraverso il "fusibile", viene utilizzato un transistor al germanio come VT4. Quando la corrente di carico è inferiore a quella consentita, questo transistor è sull'orlo della saturazione. Questo stato è supportato da un circuito di feedback negativo che, quando il transistor VT2 è aperto e saturo, è formato dai transistor VT1 e VT3. La caduta di tensione nella sezione collettore-emettitore del transistor VT4 non supera 0,5 V con una corrente di carico di 1 A e 0,6 V con 5 A. Quando la corrente di carico è inferiore alla corrente di risposta della protezione, il transistor VT3 è in modalità attiva e la tensione tra il collettore e l'emettitore è sufficiente per aprire il transistor VT6, che garantisce lo stato saturo del transistor VT2 e, in definitiva, lo stato di conduzione dell'interruttore VT4. Con un aumento della corrente di carico, la corrente di base di VT3 aumenta sotto l'influenza del feedback negativo e la tensione sul suo collettore diminuisce fino alla chiusura del transistor VT6. In questo momento viene attivata la protezione. La corrente di funzionamento può essere stimata utilizzando la formula
dove Req è la resistenza totale dei resistori R4, R6 e R8 collegati in parallelo. Il coefficiente 0,5, come nel caso precedente, è sperimentale. Quando il carico è chiuso, l'ampiezza degli impulsi di corrente in uscita è circa il doppio della corrente di intervento della protezione. Grazie all'azione del circuito di feedback positivo, che è chiuso attraverso il condensatore C2, il transistor VT6 e con esso VT2-VT4 sono completamente chiusi e VT5 viene aperto. I transistor rimangono negli stati indicati finché il condensatore C2 non viene caricato dalla corrente che scorre attraverso la sezione base-emettitore del transistor VT5 e i resistori R7, R9, R11, R12. Poiché R12 ha il valore più grande tra i resistori elencati, determina il periodo di ripetizione degli impulsi generati - circa 2,5 s. Una volta completata la carica del condensatore C2, il transistor VT5 si chiuderà, VT6 e VT2-VT4 si apriranno. Il condensatore C2 si scaricherà in circa 0,06 s attraverso il transistor VT6, il diodo VD1 e il resistore R11. Con un carico chiuso, la corrente del collettore del transistor VT4 in questo momento raggiunge 8...10 A. Quindi il ciclo si ripeterà. Tuttavia, durante il primo impulso dopo aver eliminato il sovraccarico, il transistor VT3 non andrà in saturazione e il “fusibile” tornerà in modalità operativa. È interessante notare che durante l'impulso il transistor VT6 non si apre completamente. Ciò è impedito dal circuito di feedback negativo formato dai transistor VT2, VT3, VT6. Con il valore del resistore R8 (9 kOhm) indicato nello schema (Fig. 51), la tensione sul collettore del transistor VT6 non scende al di sotto di 0,3 Uin. Il carico più sfavorevole per un "fusibile" è una potente lampada a incandescenza, la cui resistenza di un filamento freddo è molte volte inferiore a quella di uno riscaldato. Un test effettuato con una lampada per auto da 12 V 32+6 W ha dimostrato che 0,06 s per il riscaldamento sono sufficienti e il “fusibile”, dopo averlo acceso, entra in modo affidabile nella modalità operativa. Ma per lampade più inerziali, potrebbe essere necessario aumentare la durata e il periodo di ripetizione degli impulsi installando un condensatore C2 di potenza maggiore (ma non all'ossido). Il ciclo di lavoro degli impulsi generati come risultato di tale sostituzione rimarrà lo stesso. Non è stato scelto a caso pari a 40. In questo caso, sia alla corrente di carico massima (5 A) che quando l'uscita del "fusibile" è chiusa, sul transistor VT4 viene dissipata approssimativamente la stessa e sicura potenza. Il transistor GT806A può essere sostituito con un altro della stessa serie o con un potente transistor al germanio, ad esempio P210, con qualsiasi indice di lettere. Se non sono disponibili transistor al germanio o è necessario operare a temperature elevate, è possibile utilizzare anche transistor al silicio con h21e>40, ad esempio KT818 o KT8101 con qualsiasi indice di lettera, aumentando il valore del resistore R5 a 10 kOhm. Dopo tale sostituzione, la tensione misurata tra il collettore e l'emettitore del transistor VT4 non ha superato 0,8 V con una corrente di carico di 5 A. Quando si realizza un "fusibile", il transistor VT4 deve essere installato su un dissipatore di calore, ad esempio una piastra di alluminio di 80x50x5 mm. Per il transistor VT1,5 è necessario anche un dissipatore di calore con una superficie di 2...2 cm3. Accendere il dispositivo per la prima volta senza carico e controllare innanzitutto la tensione tra il collettore e l'emettitore del transistor VT4, che dovrebbe essere di circa 0,5 V. Collegare quindi un resistore variabile a filo avvolto con una resistenza di 10...20 Ohm e una potenza di 100 W in uscita tramite un amperometro. Riducendo gradualmente la sua resistenza, passa il dispositivo alla modalità protettiva. Utilizzando un oscilloscopio, assicurarsi che il cambio di modalità avvenga senza processi transitori prolungati e che i parametri degli impulsi generati corrispondano a quelli sopra indicati. Il valore esatto della corrente di intervento della protezione può essere impostato selezionando i resistori R4, R6, R8 (è auspicabile che i loro valori rimangano gli stessi). Quando il carico viene cortocircuitato per un lungo periodo, la temperatura dell'alloggiamento del transistor VT4 non deve superare il valore consentito. Letteratura
Autore: A. Moskvin, Ekaterinburg
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Commenti sull'articolo: Gennady Molte grazie per l'articolo e ATTENZIONE alla persona !!!
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