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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Potente alimentatore stabilizzato a impulsi. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Alimentatori L'articolo portato all'attenzione dei lettori descrive una potente fonte di commutazione per alimentare varie apparecchiature elettroniche. È assemblato secondo lo schema di un inverter a mezzo ponte controllato da un controller SHI TL494. L'emergere di transistor ad effetto di campo ad alta tensione ad alta potenza è stato un prerequisito per lo sviluppo di alimentatori di rete ad alta frequenza con controllo della larghezza di impulso (PW) [1,2, 3]. I principali vantaggi di tali sorgenti rispetto a quelle lineari tradizionali sono l'ottenimento di maggiore potenza al carico con minori dimensioni e, di conseguenza, maggiore efficienza [XNUMX]. Lo schema dell'alimentatore switching proposto è mostrato in fig. 1. La base del dispositivo è un convertitore assemblato secondo un circuito a mezzo ponte. L'alimentatore ha un isolamento galvanico completo tra i circuiti di ingresso ad alta tensione e di uscita. L'unità di controllo è assemblata sulla base del controller TL494 SHI.
Principali specifiche tecniche dell'alimentatore
L'accoppiatore ottico a transistor U2 fornisce l'isolamento galvanico nel circuito di retroazione della tensione negativa. La caduta di tensione attraverso il resistore R7 è di circa 2,5 V. La resistenza di questo resistore viene calcolata impostando la corrente attraverso il partitore resistivo R6R7. La resistenza del resistore R6 è calcolata dalla formula
dove Uvyx - tensione di uscita dell'alimentatore; I1 - corrente attraverso il partitore resistivo R6R7. La resistenza del resistore R9 determina la corrente attraverso il diodo emettitore dell'accoppiatore ottico U2.1, nonché la corrente operativa minima dello stabilizzatore DA1. Con la corrente selezionata in questo circuito I2 (il valore corrente deve rientrare nei limiti accettabili per lo stabilizzatore DA1), la resistenza del resistore R9 viene calcolata dalla formula
dove UF è la caduta di tensione attraverso il diodo emittente dell'accoppiatore ottico U2.1. Il chip DA5 stabilizza la tensione di 8 V per alimentare il divisore, che consiste nel fototransistor optoisolatore U2.2 e nel resistore R17. La tensione dal punto medio del divisore viene inviata all'ingresso non invertente del primo amplificatore del segnale di errore del controller DA6 SHI. La tensione per l'alimentazione dell'unità di controllo e dei driver (chip DA7) dei transistor ad effetto di campo fornisce una sorgente ausiliaria sul trasformatore di rete T2 e sui regolatori di tensione analogici DA2 e DA3. Il nodo di protezione corrente è assemblato sul comparatore DA4 e sul trigger DD1.1. La funzione del sensore di corrente è svolta dal resistore R5, compreso nella diagonale del semiponte. Una tensione di forma triangolare viene fornita all'ingresso non invertente del comparatore DA4 dal condensatore (C26) del circuito di impostazione della frequenza del generatore di clock del controller SHI (Fig. 2). All'uscita del comparatore vengono generati impulsi di clock, che vengono inviati all'ingresso C del trigger DD1.1.
Se la caduta di tensione attraverso il resistore R5 raggiunge 1,1 V, i diodi emettitori si accendono e il fototransistor dell'accoppiatore ottico U1 si apre. L'input S trigger DD1.1 andrà basso. All'uscita diretta del trigger DD1.1 e, quindi, all'ingresso non invertente del secondo amplificatore del segnale di errore del controller SHI DA6, verrà impostato un livello alto. In questo caso, entrambi i transistor VT1 e VT2 saranno chiusi. Per controllare potenti transistor ad effetto di campo di commutazione, viene utilizzato un microcircuito specializzato: un driver DA7 a due canali. Sulla fig. 3 mostra la struttura interna di un canale. Tra parentesi sono indicati i numeri delle uscite del secondo canale. Ogni canale contiene un optoaccoppiatore e un amplificatore con un'uscita di corrente elevata. Tali microcircuiti sono ampiamente utilizzati per controllare motori sia asincroni che DC. I parametri del driver consentono di controllare direttamente i transistor ad effetto di campo con un gate isolato, commutando corrente fino a 50 A a una tensione non superiore a 1200 V. Parametri principali del chip HCPL315J
La resistenza dei resistori R3 e R4 nei circuiti di gate dei transistor di commutazione è calcolata dalla formula
dove UC2o (C22) è la tensione di alimentazione del driver (tensione ai capi del condensatore C20 o C22); UL - tensione di uscita del driver; lL è la massima corrente di uscita di picco. La diagonale a mezzo ponte include l'avvolgimento primario del trasformatore T1 e l'induttore L2 (l'induttanza dell'induttore può includere l'induttanza di dispersione del trasformatore) [4]. Il trasformatore è realizzato sul circuito magnetico E-E, taglia F-43515 da Magnetics Inc. Il primario ha 38 giri di filo #19AWG e il secondario ha 5+5 giri di filo #12AWG. L'induttore L2 è avvolto su un circuito magnetico F-41808EC di Magnetics Inc. L'avvolgimento dell'induttore L2 è costituito da 8 spire di filo #19AWG. L'induttore L3 è realizzato su un circuito magnetico toroidale MPP 55930A2 di Magnetics Inc. L'avvolgimento dell'induttore L3 contiene 20 spire di filo #12AWG. L'induttore del filtro di ingresso L1 è E3993 di Coilcraft, la sua induttanza è di 900 μH. Quando il transistor VT1 (o VT2) è acceso, una corrente in aumento lineare inizia a fluire attraverso l'avvolgimento primario del trasformatore T1 durante l'impulso di controllo t1 (Fig. 4). Quando il transistor VT1 (o VT2) si chiude, a causa dell'energia accumulata nell'avvolgimento primario del trasformatore e dell'induttore L2, una corrente linearmente decrescente continua a fluire nel circuito durante il tempo t2 nella stessa direzione. Si chiude attraverso il diodo VD7 se il transistor VT1 è spento (o attraverso il diodo VD6 se il transistor VT2 è spento).
Senza tener conto delle perdite di potenza attiva nel circuito primario del trasformatore, scriviamo le equazioni per gli intervalli di tempo t1 e t2:
dove E0 \u2d Upit / 0 - metà della tensione di alimentazione; U'1 - tensione di uscita della sorgente, ridotta all'avvolgimento primario del trasformatore; L1 è l'induttanza totale dell'avvolgimento primario del trasformatore T2 e dell'induttore LXNUMX. Da qui otteniamo espressioni per il tempo t1 e t2 (vedi Fig. 4):
dove lm è la corrente massima dell'avvolgimento primario del trasformatore. Il tempo di flusso di corrente attraverso l'avvolgimento primario del trasformatore in una direzione tn = t1 + t2 può essere espresso come segue:
Se lo accettiamo
allora è il tempo di flusso attuale
Da questa uguaglianza, otteniamo un'equazione per la caratteristica esterna della fonte di alimentazione. Ad esempio, per il ciclo di lavoro degli impulsi di controllo
deve essere
donde
Se designiamo
allora l'equazione della caratteristica esterna dell'alimentatore ha la forma
La caratteristica esterna dell'alimentatore è mostrata in fig. 5. La tensione di uscita della sorgente dipende dalla resistenza del resistore R17: minore è la resistenza, minore è la tensione di uscita. La corrente di intervento della protezione è determinata dalla resistenza del sensore - resistore R5. Letteratura
Autori: R.Karov, S.Ivanov, Sofia, Bulgaria
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