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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Alimentatore switching da 10 kW per un amplificatore da concerto. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Alimentatori La potenza consumata dagli impianti di amplificazione negli impianti sonori di discoteche e piccoli locali raggiunge i 2...10 kW. Allo stesso tempo, gli stadi di uscita degli amplificatori richiedono tensioni di alimentazione da ±80 a ±160 V (e superiori). Questo articolo propone un alimentatore switching bipolare (SMPS) (Fig. 1), progettato per alimentare le fasi finali di un concerto UMZCH. Tra gli alimentatori descritti attualmente sulle pagine della rivista, questo SMPS è il più potente. L'SMPS fornisce una tensione di uscita bipolare costante, stabilizzata secondo il principio dell'ampiezza dell'impulso, e dispone anche di un sistema di protezione da sovracorrente (non viene fornita protezione contro il surriscaldamento dei componenti). SMPS è alimentato da una rete trifase con una frequenza di 3 Hz. L'inclusione di una sorgente nella rete in assenza di carico in uscita non provoca incidenti, ma influisce solo negativamente sul coefficiente di stabilizzazione della tensione. Ma va sottolineato che il normale avvio dell'SMPS viene effettuato solo dopo l'accensione preliminare di tutte le altre unità e sistemi del complesso audio. La frequenza di conversione del dispositivo è relativamente bassa (50 kHz) ed è dovuta alle proprietà di frequenza dei potenti transistor chiave del convertitore di impulsi. Se non c'è squilibrio di fase. il fattore di potenza dell'SMPS può arrivare fino a 25, dovuto alla particolarità del funzionamento del raddrizzatore Larionov con un diodo zero e un filtro con risposta induttiva.
Scopo dei componenti La protezione dell'alimentazione in caso di malfunzionamento del dispositivo è fornita da un interruttore trifase FU3. I varistori RU1, RU1 bloccano le sovratensioni a breve termine che si verificano nella rete. Gli induttori L6 ... L2 insieme ai condensatori C5, C7, C10, C11, C22 C28, C32, C34, C35, C37, C39, C44, C45 ... C221 svolgono la funzione di un filtro reattivo ad alta frequenza che sopprime l'ondulazione che potrebbero passare alla rete di fornitura. I resistori R223...R45 smorzano le induttanze L47...L3, riducendo la loro EMF di autoinduzione. La tensione di rete alternata filtrata viene fornita ad un raddrizzatore Larionov VD35 con un diodo zero VD36. La frequenza di ondulazione alla sua uscita è di 300 Hz. L'induttanza L11 con una piccola induttanza è necessaria per filtrare il componente ad alta frequenza che può entrare nella rete di alimentazione e anche per garantire che quando i condensatori C317, C346 C381 sono collegati all'uscita del raddrizzatore Larionov, il fattore di potenza praticamente non diminuisce e la forma della corrente di fase non è distorta. I condensatori in polipropilene C317, C346, C381 sono necessari per il normale funzionamento del convertitore di impulsi. Resistenze fisse R63...R66 condensatori di scarica C317, C346.C381 dopo il completamento del dispositivo. Grazie all'avvolgimento II dell'induttore a due avvolgimenti L11 e al diodo VD38, l'energia immagazzinata nel campo magnetico dell'induttore viene recuperata nei condensatori C317, C346, C381 del circuito di alimentazione del convertitore. I varistori RU7 e RU8 sopprimono gli impulsi di sovratensione causati dalla fem di autoinduzione dell'induttore L11. Se la tensione di alimentazione trifase è 3 V e non vi è squilibrio di fase, le tensioni di fase Uph sono uguali
Alla tensione di rete nominale al minimo, la tensione costante all'uscita del raddrizzatore Larionov è
In realtà, a causa del fatto che ci sono cadute di tensione sui diodi raddrizzatori VD35, sul tiristore aperto VS1, sull'avvolgimento I dell'induttore L11, ecc., La tensione costante fornita al convertitore di impulsi può essere inferiore di circa il 10%. La carica dei condensatori C317, C346 ... C381 nel momento in cui la sorgente è accesa genera un impulso di corrente che scorre attraverso il ponte Larionov VD35. Per garantire che la carica dei condensatori del filtro non causi sovraccarichi di corrente, viene utilizzato un circuito di avviamento passo-passo, il cui elemento di azionamento è il tiristore VS1. Nel momento in cui la sorgente è accesa, VS1 è chiuso e la corrente di carica C317, C346 ... C381 scorre attraverso il resistore R53, che la limita a 22,6 A (alla massima tensione di rete). Tale corrente non è pericolosa per i diodi VD35 (la corrente massima consumata dal convertitore di impulsi è di circa 24 A). Dopo aver caricato i condensatori del filtro, R53 viene deviato da un tiristore VS1, che si accende con un ritardo determinato dal circuito C287-R57. Apre il transistor ad effetto di campo VS1 VT12, il resistore R55 limita la corrente dell'elettrodo di controllo (la resistenza R55 è selezionata in modo tale che la corrente dell'elettrodo di controllo superi con un margine la corrente di sblocco). Il condensatore C286 impedisce l'accensione accidentale del tiristore da interferenze. Il circuito per limitare l'impulso di corrente generato dalla carica dei condensatori C317, C346 ... C381 è alimentato da uno stabilizzatore parametrico R54-VD37-VT11. Il condensatore C288 sopprime l'ondulazione di tensione. I ventilatori M1 ... MZ sono alimentati dallo stesso stabilizzatore, la cui EMF di autoinduzione degli avvolgimenti è soppressa dal diodo VD39. Lo stabilizzatore è collegato a un raddrizzatore di commutazione con un filtro LC livellante su C228, C229, L6, VD27, VD30. L'induttanza L6 è in demodulazione. È necessario affinché la tensione sui condensatori C228 e C229 sia proporzionale al valore effettivo e non all'ampiezza della tensione sull'avvolgimento II del trasformatore T4. Il condensatore in polipropilene C229 con bassa resistenza parassita e induttanza shunt il condensatore elettrolitico C228 ad alta frequenza, impedendo il surriscaldamento di quest'ultimo. L'avvolgimento primario del trasformatore lineare T2 è collegato al filtro di rete tramite il fusibile FU2. e l'avvolgimento secondario è collegato al raddrizzatore a ponte VD24 con filtro livellatore C36, C38. La tensione raddrizzata è collegata allo stabilizzatore parametrico R34-VD13-VT9, la tensione stabilizzata dal quale viene fornita al filtro a forma di U C14-C19 -L1, C23, C27, C30. L'oscillatore principale SMPS è costruito su un chip DA1, un controller UC2 a 3825 tempi prodotto da Texas Instruments (Unitrode) con circuiti di strapping. "La corrente massima di ciascuno dei transistor chiave dell'IC indicato è 2 A con una durata dell'impulso di 0,5 μs (0,5 A a costante Lo scopo dei pin del circuito integrato UC3825 in una custodia in plastica DIP-16 (Fig. 2) è il seguente: 1 - ingresso invertente dell'amplificatore di errore,
Sui resistori R2, R10, R52, R58 (Fig. 1), è organizzato un divisore di tensione di uscita dell'SMPS, che viene applicato ai condensatori C230 ... C257, C258 ... C285. Gli elementi C5 e R11 aumentano l'immunità al rumore del sistema di controllo automatico. La tensione continua che cade sui resistori R2 e R10 è collegata all'ingresso invertente dell'amplificatore di errore del chip DA1. Secondo i dati di riferimento del produttore, questa tensione dovrebbe essere compresa tra -0,3 ... + 7 V rispetto al pin 10 del microcircuito. Se al divisore R2-R10-R52-R58 viene fornita una tensione costante di 200 V, quindi regolando la resistenza R10 è possibile ottenere una tensione sul pin 1 di DA1 nell'intervallo +0,27 ... +5,3 V ( rispetto al potenziale dei pin 10 e 12 ). Va notato che la regolazione di R10 modificherà la tensione di uscita e, di conseguenza, la tensione all'ingresso invertente dell'amplificatore del segnale di errore. Il sistema di stabilizzazione della tensione di uscita funziona in questo modo. Se per qualsiasi motivo la tensione di uscita dell'SMPS aumenta, aumenta anche la tensione dal divisore al pin 1 di DA1. Ciò provoca una diminuzione del ciclo di lavoro degli impulsi generati dal microcircuito che entra nei moduli di potenza, ad es. una diminuzione della durata degli impulsi bipolari a una frequenza di generazione costante. La tensione effettiva sugli avvolgimenti secondari del trasformatore di impulsi T4 viene ridotta e la tensione CC dopo l'induttore demodulante L7, applicata ai condensatori C230 ... C285, ritorna al livello originale. Il controllo della tensione continua viene effettuato proprio all'ingresso del filtro ad alta frequenza di potenza, e non alla sua uscita, poiché la presenza di uno sfasamento eccessivo porterebbe all'instabilità del sistema di controllo automatico della tensione di uscita (invece di feedback negativo, positivo potrebbero verificarsi feedback e autoeccitazione dell'SMPS). È estremamente importante che i condensatori C230...C243 e C258...C271 abbiano i valori minimi di resistenza parassita e induttanza. La catena R9-C8 è un amplificatore di segnale di errore correttivo. La tensione di riferimento (+5,1 V) viene applicata direttamente all'ingresso non invertente 2 dell'amplificatore di errore. Il condensatore ceramico C2 filtra le increspature. I valori R1, R4 e C1 impostano la frequenza degli impulsi generati da DA1. La capacità C1 determina la durata della pausa ("tempo morto") tra impulsi di diverse polarità. Maggiore è la capacità C1, più lungo è il tempo morto. Sui componenti C6, R3, VT1 è assemblato un circuito di avvio "soft" dell'oscillatore principale DA1. Elementi R12, C12, C13: un filtro passivo che sopprime le ondulazioni ad alta frequenza e "separa" i circuiti preliminari a bassa corrente e lo stadio finale ad alta corrente DA1. I condensatori C12 e C13 dovrebbero avere la minore resistenza parassita e induttanza possibile. Condensatore C13 - ceramico. La tensione nominale del condensatore al tantalio C12 non deve essere inferiore a 50 V, altrimenti potrebbe rompersi e i condensatori al tantalio di solito si guastano con il circuito chiuso. Tra lo stadio di uscita del microcircuito DA1 e i circuiti per forzare la scarica delle capacità di gate-emettitore dei transistor chiave dei moduli di potenza VT2 e VT10, è presente un driver con due MOSFET VT5 e VT6. Il loro scopo è aumentare la potenza degli impulsi forniti all'avvolgimento I del trasformatore di adattamento T1. I resistori R16 e R17 ritardano l'apertura e la chiusura dei transistor VT5 e VT6, e R18 e R19 scaricano le loro capacità gate-source, i circuiti RC C20-R22 e C21-R23 sono necessari per smorzare i semiavvolgimenti primari del trasformatore di impulsi T1. Senza di essi, la forma degli impulsi di controllo dei transistor chiave dei moduli VT2 e VT10 sarebbe notevolmente distorta, il che porterebbe inevitabilmente ad un'emergenza. La forza della corrente che scorre attraverso l'avvolgimento primario I del trasformatore di impulsi di potenza. T4, monitora il trasformatore di corrente TK. Gli impulsi di corrente che fluiscono attraverso i resistori R39, R40, R43 e R44 creano cadute di tensione ai loro capi, la cui entità è proporzionale alla corrente dell'avvolgimento primario. La velocità di aumento della tensione attraverso questi resistori è ridotta dalle catene RC C40-R37 e C41-R38, che, inoltre, contribuiscono alla rapida attenuazione dei processi oscillatori parassiti. Transils bidirezionali (transil - Diodo di soppressione della tensione transitoria) VD20 e VD21 limitano le ampiezze degli impulsi di sovratensione. Gli impulsi vengono raddrizzati dai diodi Schottky VD16 e VD17, caricati su C3Z e R33, formando un rilevatore di picco. La tensione raddrizzata viene fornita al partitore di tensione R27-R32, ruotando il cursore del resistore sintonizzato R27 si regola la sensibilità richiesta, che dovrebbe avere il sistema di protezione corrente. Dal divisore di tensione, il segnale di sovraccarico viene inviato al filtro multi-link C9-C29-C31-R15-R26, che sopprime le ondulazioni ad alta frequenza. Maggiore è la capacità C9, C29, C31 e maggiore è la resistenza R15 e R26, maggiore è l'inerzia del sistema di protezione corrente. Se è eccessivamente inerziale non sarà in grado di svolgere funzioni protettive, se è troppo veloce sono possibili falsi positivi. La tensione del segnale di sovraccarico filtrata viene alimentata all'ingresso 9 del microcircuito DA1, che, in caso di aumento di emergenza della corrente, bloccherà il controller. Mentre la tensione sul pin 9 di DA1 è +0,9...+1,1 V rispetto al pin 10, il ciclo di lavoro dell'impulso diminuisce e se questa tensione raggiunge +1,25...+1,55 B, la generazione dell'impulso si interrompe. Il tempo di ritardo di spegnimento tipico sul pin 9 dell'IC UC1825, UC2825 e UC3825 è di soli 50 ns e il tempo di ritardo massimo non supera gli 80 ns. Secondo il libro di consultazione, la tensione massima che può essere applicata all'ingresso 9 rispetto al pin 10 è +6 V, e in questo dispositivo non supera i 3,8 V. Il trasformatore di adattamento T1, il trasformatore di corrente T3 e il trasformatore di impulsi di potenza T4 forniscono l'isolamento galvanico dei circuiti di ingresso e di uscita del dispositivo. Il trasformatore T1 assume le funzioni di isolamento galvanico dei circuiti di scarica forzata delle capacità di gate dei moduli IGBT VT2 e VT10 tra loro e dal driver del transistor. I circuiti di bloccaggio forzato dei moduli IGBT VT2 e VT10 sono rappresentati da quattro gruppi di componenti: R13, R20, R24, VD5, VD7, VD9, VT3; R14, R21, R25, VD6, VD8, VD10, VT4; R28, R30, R35, VD11, VD14, VD18, VT7; nonché R29, R31, R36, VD12, VD15, VD19, VT8. I resistori R20, R21, R30 e R31 sono necessari per rallentare l'accensione e lo spegnimento dei transistor corrispondenti nei moduli di potenza VT2 e VT10, riducendo l'ampiezza e la durata dei processi oscillatori. Senza ciò, vi sarebbe il rischio di perdita di controllabilità dei moduli IGBT a causa del “latch” delle strutture parassite dei tiristori, causato da una velocità di risposta del segnale eccessivamente elevata. Gli specialisti di Powerex, Inc., che produce i moduli di potenza CM300DU-24NFH, consigliano resistenze del resistore di gate nell'intervallo 1...10 Ohm. I resistori R24, R25, R28 e R29 smorzano le oscillazioni parassite che si verificano nei circuiti. Se rimuoviamo i carichi degli avvolgimenti II, III, IV e V del trasformatore di adattamento T1 e dei resistori R24, R25, R28 e R29, la forma degli impulsi di tensione sugli avvolgimenti secondari di questo trasformatore assume la forma mostrata in Fig. 3 (durata scansione - 5 μs/div.) . La ricezione di impulsi con processi oscillatori così smorzati dovrebbe essere evitata.
Quando la sorgente è accesa, la tensione di alimentazione del convertitore viene applicata a divisori di tensione parassiti formati dalle capacità di gate-emettitore e di gate-collector dei moduli IGBT. Se non si limita la tensione tra i gate e gli emettitori a un livello sicuro per i transistor, questi riusciranno a sfondare. La tensione gate-emettitore dei moduli IGBT CM300DU-24NFH non deve superare ±20 V, che è un valore normale per questa classe di dispositivi. I circuiti gate-emettitore sono protetti dai diodi di clamping bidirezionali VD5, VD6, VD18 e VD19. La scarica accelerata delle capacità del gate-emettitore dei moduli IGBT è fornita dai transistor bipolari pn-p VT3, VT4, VT7 e VT8 che, una volta aperti, bypassano gli ingressi di controllo degli interruttori elettronici. I resistori R13, R14, R35, R36 aiutano anche a scaricare le capacità dell'emettitore di gate. I potenti diodi limitatori VD3, VD4, VD22 e VD23 proteggono i transistor chiave dalle sovratensioni. Catene di smorzamento C3-R7-VD1; C4-R8-VD2; C42-R41-VD25; C43-R42-VD26 sono "smorzatori". Se fossero assenti, allora ogni volta che i tasti vengono bloccati nei cristalli IGBT, una grande potenza pari a molti kilowatt verrebbe rilasciata per breve tempo dai moduli di potenza VT2 e VT10, e ciò causerebbe un intenso degrado dei semiconduttori dei transistor di potenza e , in definitiva, portano al loro guasto fuori servizio. I condensatori C46.C220 prevengono la polarizzazione CC a lungo termine del nucleo del trasformatore di impulsi. T4, che potrebbe causare la saturazione del circuito magnetico T4. Su potenti diodi VD31. VD34, derivato dagli smorzatori C224-R48, C225-R49, C226-R50 e C227-R51, sono assemblati due raddrizzatori di impulsi di uscita separati. L'induttanza L7 viene utilizzata per la demodulazione e la stabilizzazione della tensione di gruppo. I condensatori C230...C285, C289...C316, C318...C345 e le induttanze L8...L10 costituiscono l'uscita. Filtro a forma di U che attenua le increspature ad alta frequenza. I condensatori C230.C243, C258...C271, C289.C316 devono avere una resistenza parassita e un'induttanza minime. I resistori R60 e R61 scaricano i condensatori del filtro di uscita una volta completato l'SMPS. Il LED HL1 indica lo stato acceso del dispositivo e i resistori R59 e R62 limitano la corrente che lo attraversa. I fusibili FU3 e FU4 scollegano il carico dai condensatori di filtro di uscita dell'SMPS in caso di sovracorrente. Possibili sostituzioni di componenti Il chip 0A1 marca UC3825 può essere modificato in UC2825, UC1825 o K1156EU2. Il condensatore di impostazione della frequenza C1 deve avere un gruppo di stabilità della temperatura MPO. Ad esempio, è adatto un condensatore di marca. K71-7. Non utilizzare condensatori che potrebbero presentare sfarfallio della capacità. I condensatori C3, C4, C42 e C43 nei circuiti di smorzamento con una capacità di 15 nF e una tensione nominale di 4 kV (a corrente continua) vengono utilizzati con un dielettrico in polipropilene del marchio Snubber FKP15N/4000 di WIMA. Possono essere sostituiti con dispositivi Snubber FKP15N/3000. I condensatori C7, C10, C11, C34, C35, C37 sono ceramici, di tipo Yl e C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221 ... C223 sono in polipropilene, metallizzato, di tipo X1. I condensatori C7, C10, C11, C34, C35, C37 possono essere utilizzati con i marchi DECE33J222ZC4B e possono essere sostituiti con marchi simili DHRB34C102M2FB o K15-5 con una capacità di 2.2 nF e una tensione nominale di 6,3 kV. Condensatori C22, C28, C32, C39, C44, C45, C221...C223 - MKP10N330K1K0-27 della "WIMA" con custodia autoestinguente. Questi condensatori sono sostituibili con MKP10470N/2K, MKP10 1U/1.6K o simili. È possibile utilizzare condensatori in polipropilene metallizzato delle serie 0,33uF, 0,47uF o 0,68uF. MKR1840 di Vishay, progettato per una tensione di 600 V CA. I condensatori C46.C220 con una capacità di 47 nF ciascuno e una tensione CC nominale di 2 kV sono in polipropilene ad alta frequenza, FKP14 7N / 2000. La capacità totale di un gruppo di 175 condensatori collegati in parallelo è di circa 8,2 μF. I condensatori C230, C243, C258, C271, C289...C316 sono in polipropilene di qualità ad alta frequenza FKP4 0.1U/630 o MKR10 0.1U/630. Questi condensatori devono avere induttanza e resistenza parassite minime. Condensatore C317 con dielettrico in polipropilene metallizzato - tipo DC-LINK NS VZ. Invece di un condensatore da 255 µF, puoi prendere un condensatore da 340 µF dello stesso tipo e tensione nominale. Condensatori C346...C381 - polipropilene ad alta frequenza, FKP147N/2000. Condensatori C244, C257, C272, C285, C318, C345 - serie NQ f. "Gruppo tecnologico Aihuan". Il condensatore di questa serie con una capacità di 1600 μF e una tensione nominale di 450 V può sopportare una corrente di ondulazione di 9,8 A ad una frequenza di 300 Hz e una temperatura di 85 ° C. Per garantire che l'ampiezza delle increspature su di esse non superi il valore massimo consentito, è stato necessario combinare i condensatori collegati in parallelo in gruppi. I resistori trimmer R1, R10, R27 del marchio SP5-2V possono essere sostituiti con resistori SPZ-19A, SPZ-39, SP5-5V, SP16-5 o SP22-3. È possibile sostituirlo con resistori PVZ4A o Serie PVMXNUMX di Murata Manufacturing. Tuttavia, i resistori di trimming importati hanno una serie diversa di resistenze e quindi, in caso di sostituzione, sarà necessario regolare le resistenze dei resistori costanti collegati in serie ai trimmer. Resistori R7, R8, R41, R42 - RA6 (non induttivi) della ditta "LAET" nella custodia. TO-247. Per raffreddare i resistori vengono utilizzati radiatori HS104-50 separati con dimensioni di 100x102x24,5 mm. È possibile utilizzare resistori R48 e R51 della stessa marca RA6 oppure è possibile utilizzare resistori della serie SMHP da 20 W nel pacchetto TO-263 di TT Electronics o creare 4 resistori non induttivi da 5 W. Resistore fisso R53 - filo, C5-43V-50 o C5-35V. È importante che questo resistore possa sopportare facilmente sovraccarichi di corrente a breve termine. Resistori R63, R66 - filo, C5-47V. I variatori RU1...RU6 tipo S20K680 possono essere dei marchi B72220-S 681-K101, TVR20112 o CNR20D112. Il varistore RU7B72220-S102-K101 funziona ad una tensione di 895 V DC ed è in grado di assorbire energia fino a 410 J. Può essere sostituito con due varistori B72220-S681-K101 collegati in parallelo (ciascuno funziona ad una tensione di 895 V e può assorbire energia fino a 250 J) . Il varistore RU8 TVR20241 ha una tensione operativa CC di 200 V ed è in grado di assorbire l'energia massima di 108 J. Il varistore specificato può essere sostituito con B72220-S2131-K101, JVR-20N241K, S20K130E2 o S20K150. I diodi VD1, VD2, VD25, VD26, VD36 e VD38 marca DSDI60-16A possono essere sostituiti con diodi DSDI60-18A dello stesso produttore o RHRG75120, RHRU100120 f. Fairchild Semiconductor Corporation". I diodi sono montati su raffreddatori separati HS143-100 o simili. Diodi di serraggio bidirezionali VD3. VD4, VD22 e VD23 (ONS261-10-9) possono essere sostituiti con. ONS261-Yu-8 o. ONS261-10- 10. I raffreddatori adatti sono 0171 o 0371. I diodi limitatori bidirezionali VD5, VD6, VD18 e VD19 marca 1.5KE18CA possono essere modificati in 5KR15CA o. P6KE18CA. I diodi Schottky VD7...VD12, VD14, VD15 (SB5100) sono sostituiti da MBR750. SB560, SB860 o SB860F. Il diodo zener VD13 1N5354B ha una tensione di rottura di 17 V. Può essere sostituito con 1SMA5930B, 1N5355B-MBR o 1N5353B. I diodi Schottky VD16 e VD17 (1N5819) vengono modificati in 11DQ06, 11DQ10, MBR160, SB140...SB160. SB1100, SR1100, SR106 o SR180. I diodi bidirezionali VD20 e VD21 (1.5KE8.2CA) sono sostituibili con diodi di protezione R6KE8.2CA, R6KE10CA o 1.5KE10CA. Il gruppo diodi VD24 tipo MB154W può essere sostituito con uno dei dispositivi BR154, BR156, BR158 o MB156W. È montato su un frigorifero, ad esempio, del marchio HS183 con dimensioni 30x50x17 mm prodotto da Kinsten Industrial. I diodi ultraveloci VD27...VD30 HFA15PB60 possono essere sostituiti da DSEI12-06A. FES16DT. FES16FT o HFA15TB60. Sono montati su quattro raffreddatori separati HS184-30 con dimensioni complessive di 30x41x30 mm o simili. I diodi ultraveloci VD31.VD34 150EBU04 consentono una corrente diretta di 150 A (a una temperatura di 104 ° C) e sopportano la massima tensione inversa di 400 V. Il loro tempo di recupero inverso tipico è di 172 ns (a una corrente diretta di 150 A , una tensione inversa di 200 V e una temperatura di 125 °C). La massima caduta di tensione diretta sul diodo 150EBU04 è 1.17 V a 150 A e 125°C. Questi componenti possono essere sostituiti con gruppi HFA320NJ40C o HFA280NJ60C, costituiti da due diodi. Tuttavia, va ricordato che i diodi in essi contenuti hanno un catodo comune. È accettabile anche una sostituzione del MUR20060CT. Tutti e quattro i diodi (VD31...VD34) sono montati su raffreddatori indipendenti HS153-100 f. "Kinsten Industrial" o simile. Il ponte a diodi trifase VD35 marca RM75TC-2H può essere sostituito con un ponte simile 160MT160KV. Il ponte a diodi è installato su un raffreddatore HS153-50 o simile. Il diodo Zener VD37 marca 1N5350B ha una tensione di rottura di 13 V (± 5%). Può essere sostituito con uno dei diodi zener 1N5351V, BZX85C-13V o ZY13. È consentito sostituire il diodo VD39 del marchio MUR420 con BYD1100, BYV28-100. SBYV28-200. SF22. SF54 o SB5100. È auspicabile che il LED HL1 abbia una luce verde o blu. Invece del LED L-7113CGCK, puoi prendere uno dei dispositivi KIPM01V-1L, KIPM07G-1L, L-383SGWT, ARL2-5213PGC o L-1503SGC. Il transistor pn-p a basso consumo KT361G (VT1) può essere sostituito con altri transistor della serie KT361, nonché con dispositivi simili. VS157, VS158 VS250V, VS250S. I moduli di potenza VT2 e VT10 contengono ciascuno due potenti IGBT collegati in un circuito a mezzo ponte con diodi opposti integrati. I transistor dei moduli CM300DU-24NFH consentono il funzionamento a frequenze fino a 30 kHz con commutazione forzata e a frequenze di 60...70 kHz in modalità risonante. La corrente continua dei collettori a transistor è fino a 300 A, la corrente impulsiva è 600 A e la tensione massima collettore-emettitore è 1200 V (a una temperatura di 25 ° C). La massima tensione di saturazione collettore-emettitore dei transistor del modulo è 6,5 V e il suo valore tipico è 5 V. Ciascun modulo di potenza deve essere installato su un dispositivo di raffreddamento separato, ad esempio "DAU" delle serie IHV o IHM, e una lunghezza di 300 mm è sufficiente. Invece di questi componenti, è consentito utilizzare moduli CM200DU-24NFH o un numero di transistor discreti, ad esempio IRGPS60B120KDP. Questi ultimi hanno una corrente di collettore costante di 105 A, una corrente impulsiva di 240 A e una tensione massima collettore-emettitore di 1200 V (a una temperatura di 25 ° C). Il dispositivo utilizza i componenti di cui disponeva l'autore. Quando si scelgono i transistor chiave, è necessario ricordare che la corrente di collettore ammissibile degli IGBT diminuisce notevolmente con l'aumentare della frequenza e della temperatura di conversione. All'aumentare della temperatura diminuisce anche la dissipazione di potenza ammissibile dei transistor. La corrente più alta dell'avvolgimento primario di un trasformatore di impulsi di potenza. T4 è di circa 24 A, anche questo deve essere preso in considerazione. I transistor VT3, VT4, VT7 e VT8 (2SA1244) possono essere sostituiti con 2SB1202. I MOSFET VT5, VT6 e VT12 (IRF530N) possono essere modificati in IRFU3910, IRF530, IRL530N o IRFI540G. I transistor VT5 e VT6 sono montati su radiatori miniaturizzati KG-331 prodotti da Kingcooler, mentre il transistor VT12 è montato su un radiatore HS115-50, HS113-50 "Kinsten Industrial" o simili in termini di efficienza. Il transistor è montato su un radiatore HS9-2 o simile. Il transistor bipolare VT6284 marca 2N6283 può essere cambiato in KT827A. Dovrebbe essere montato su un dispositivo di raffreddamento HS827-143 o simile. Il tiristore VS1 marca T161-160-18 è montato su un radiatore 0171 o 0371. Può essere sostituito con T161-160-14, T161-160-15, T161-160-16, T261-160-18 o T161-200- 14. Acceleratore L1 - LPV2023-501KL f. "Borns". Secondo i dati di riferimento, l'induttanza del suo avvolgimento è di 500 (±10%) μH e la sua resistenza massima è di 0,28 Ohm. L'induttore può sopportare una corrente massima di 1,5 A. L'induttore L2 è realizzato su due nuclei magnetici toroidali di ferro atomizzato impilati insieme. T650-26 o T650-52, dimensione K165,0x88,9x50,8 f. "Micrometalli". Gli avvolgimenti dell'induttore sono avvolti simultaneamente in tre fili. Ciascun avvolgimento deve contenere 18 spire e avere un'induttanza di 265 μH. Come filo di avvolgimento, è consentito utilizzare un "codino" di 10 fili di filo di rame PEV-2 o PETV 0,55 mm (per rame). Gli induttori L3 ... L5 sono realizzati su nuclei toroidali di ferro atomizzato T400-26D, dimensioni K102x57.2x33 mm, con un "codino" di 10 trefoli di filo di rame PEV-2 o PETV con un diametro di 0,55 mm ciascuno (per rame ). Ogni avvolgimento è composto da 32 spire, la loro induttanza è di 265 μH. Choke L6 preso LPV2023-501KL f. "Borns". Ha una corrente massima di 1,5 A, un'induttanza dell'avvolgimento di 500 (±10%) µH e la sua resistenza non è superiore a 0,28 ohm. L'induttore a due avvolgimenti L7 è realizzato su un nucleo magnetico toroidale in ferro atomizzato. T650-26 o T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Gli avvolgimenti dell'induttore sono disposti simultaneamente su due fili fino a quando l'induttanza di ciascun avvolgimento è di 35 μH (il numero di spire di ciascun avvolgimento è 10). Gli avvolgimenti sono realizzati con un "codino" di 90 trefoli di filo PEV-2, PETV o PELSHO da 0,55 mm ciascuno (per il rame). Dato che il raddrizzatore di uscita è a onda intera, le ondulazioni di tensione raddrizzate hanno una frequenza doppia rispetto alla frequenza di conversione. Le induttanze L8...L10 sono realizzate su nuclei magnetici anulari in ferro atomizzato. T650-26 o T650-52 K165x88,9x50,8 mm. Il numero di spire di ciascun avvolgimento è 10 e l'induttanza di ciascun induttore è di 35 μH. Un "codino" di 90 nuclei con un diametro di 0,62 mm ciascuno funge da filo di avvolgimento. L'induttore a due avvolgimenti L11 è implementato su due nuclei magnetici toroidali in ferro atomizzato impilati insieme. T650-26 o. T650-52, dimensione K165x88,9x50.8 mm prodotto da Micrometals. Gli avvolgimenti sono avvolti con "trecce" di 22 nuclei di filo di marca PETV o PEV-2 da 0,55 mm (per rame). Gli avvolgimenti, ciascuno dei quali ha 29 spire, sono avvolti in due fili. L'induttanza di ciascun avvolgimento è di circa 675 uH. Il trasformatore di impulsi T1 è realizzato su un nucleo magnetico toroidale in ferrite M2000NM-A di dimensione standard K39x24x7. L'avvolgimento I è avvolto con fili PEV-2 o PETV da 0,38 mm piegati in quattro, gli avvolgimenti II, III, IV e V - con fili dello stesso grado 0,38 mm piegati a metà. L'avvolgimento I ha 130 + 130 giri, gli avvolgimenti II, III, IV e V - 130 giri ciascuno. L'isolamento dell'intreccio viene eseguito con un nastro in poliestere o lavsan. L'induttanza degli avvolgimenti II, III, IV e V, nonché di qualsiasi semiavvolgimento primario, è di 22 mH. Il trasformatore T1 può essere avvolto anche su nucleo corazzato B36 in ferrite M2000NM1 (senza trimmer e gap). In questo caso gli avvolgimenti II, III, IV e V e ciascuno dei semiavvolgimenti primari devono contenere 88 spire di filo della stessa qualità e dello stesso diametro. Anche l'induttanza degli avvolgimenti non cambierà. Invece di un trasformatore lineare monofase di marca T2. OSM1 -0,063 380/5-24, potete prendere il trasformatore OSM 1-0,063 380/36, OSM 1-0,1 380/5-24, OSM 1-0,16 380/5-24 o simili. Trasformatore di corrente. T3 è realizzato su un circuito magnetico Ø 12x15 in ferrite manganese-zinco 2500NMS1-11 o 3000NMS. L'avvolgimento primario è costituito da una spira, per comodità, realizzata in un fascio di 22 trefoli di filo PEV-2 o PETV da 0,55 mm (per rame). Il diametro di ciascuna vena, tenendo conto dello spessore del rivestimento isolante, è di 0,62 mm. Per aumentare la resistenza elettrica dell'isolamento, l'avvolgimento primario del trasformatore di corrente viene fatto passare attraverso un tubo in fibra di vetro, mentre l'avvolgimento secondario contiene 74 + 74 spire di due fili unipolari piegati della stessa qualità da 0,33 mm (per il rame). Per evitare la saturazione, nel nucleo viene lasciato uno spazio non magnetico di 0,05 mm di spessore. Trasformatore di impulsi di potenza. T4 può essere realizzato su cinque serie di nuclei magnetici ripiegati tra loro tramite cuscinetti isolanti di spessore 0,05 mm. Sh20x28 in ferrite 2500NMS1, progettato per il funzionamento in forti campi magnetici. Con questa configurazione, la maggior parte degli avvolgimenti saranno schermati dalla ferrite che circonda i nuclei laterali. È utile creare uno spazio non magnetico di 0,02+0,02 mm nel nucleo magnetico, che aumenterà l'intensità massima consentita del campo magnetico nel nucleo. L'utilizzo di circuiti magnetici di grandi dimensioni è dovuto alla frequenza di conversione di 25 kHz, la cui scelta è associata alla velocità di commutazione consentita dei transistor dei moduli VT2 e VT10. L'avvolgimento I T4 ha 9 spire di "codino" da 18 fili di filo PEV-2 o PETV da 0,47 mm. L'avvolgimento II ha 1 giro da 0,47 mm. Gli avvolgimenti III e IV dovrebbero essere il più simili possibile e costituiti da 2 + 2 spire di "codino" di 38 fili da 0,4 mm ciascuno. Tra gli avvolgimenti è necessario interporre un isolante sottile (non più di 0,3 mm), ma che deve fornire la necessaria rigidità dielettrica. Da notare che la posa degli avvolgimenti risulta molto difficoltosa, dato che la finestra del circuito magnetico risulta essere quasi completamente riempita. Almeno 4 radiatori della marca KG-370 o KG-222 devono essere incollati al nucleo del trasformatore tramite guarnizioni in mica isolante. L'interruttore trifase FU1 marca ABB S203 C40A può essere sostituito con ABB S203R C32, Moeller ZR PL6-C40/3, Moeller 3P PL6-C32/3. I fusibili FU3 e FU4, progettati per una corrente operativa di 120 A, possono essere utilizzati per fusibili per automobili della marca "FLOSSER", tipo "B" o marca. PN-2. I ventilatori M1...MZ JF0825B1Н prodotti da Jamicon Corporation con una tensione di alimentazione di 12 V e un consumo di corrente di 0,19 A hanno dimensioni di 80x80x25 mm e una capacità di 1,1 m3/min. Possono essere sostituiti con JF0815B1H. JF0825S1H,EC8025M12SA.KF0820B1H, KF0820S1H o simili, consumando una corrente non superiore a 0,2 A. disegno Il dispositivo di alimentazione si collega alla rete con un cavo flessibile della marca. KGET-6 3x10+1x6+1x6 (TU16.K09-125-2002) o simile. I condensatori C12, C13 devono essere posizionati in prossimità dei pin 12 e 13 del microcontrollore DA1. La lunghezza dei conduttori e la lunghezza dei binari dovrebbero essere quanto più minime possibile. La scheda con l'oscillatore master è posta in uno schermo elettromagnetico, collegata elettricamente ai pin 10 e 12 di DA1. I condensatori C46.C220 sono saldati uno vicino all'altro su entrambi i lati di un lungo circuito stampato a doppia faccia, che ricorda un righello, lungo il quale sono incise solo 4 tracce del bus: due su un lato e due sul lato opposto. I condensatori C346...C381 sono collegati direttamente ai terminali dei transistor chiave dei moduli VT2 e VT10. I circuiti di smorzamento C3-R7-VD1, C4-R8-VD2, C42-R41-VD25 e C43-R42-VD26 sono collegati direttamente ai terminali collettore-emettitore dei transistor dei moduli VT2 e VT10. I circuiti di smorzamento RC C40-R37, C41-R38, C224-R48, C225-R49, C226-R50 e C227-R51 sono posizionati il più vicino possibile ai componenti corrispondenti; trasformatore di corrente T3 e diodi VD31...VD34. Le parti montate sui radiatori vengono installate con grasso termico del marchio ALSBG-3, KPT-8 o simili. Trasformatore di impulsi di potenza. T4 si trova nel percorso del flusso d'aria di uno dei ventilatori M1 ... MZ, poiché quando l'SMPS funziona in modalità a lungo termine con la massima potenza di uscita, il trasformatore si riscalda in modo abbastanza significativo. L'intero SMPS è schermato, lo schermo elettromagnetico è collegato ad un filo comune. Sotto il condensatore C8 e il resistore R9, così come le tracce che li collegano sul lato opposto della scheda a doppia faccia, è consigliabile lasciare un foglio non inciso, che svolge il ruolo di uno schermo, che è collegato ai pin 10 e 12 di il microcircuito DA1. Impostazione e regolazione. Prima della sintonizzazione, è necessario controllare attentamente l'installazione e la messa in fase dei trasformatori T1, T4, le induttanze L2, L7 e L11, quindi regolare la resistenza dei resistori di sintonizzazione. La resistenza R27 dovrebbe essere al massimo e gli slider dei resistori R1 e R10 sono impostati sulla posizione centrale. Ora puoi procedere al test unitario del dispositivo, che richiederà un oscilloscopio, un alimentatore da laboratorio, un multimetro, equivalenti di carico (potenti resistori) e due lampade a incandescenza da 300 W. Innanzitutto, devi assicurarti che il dispositivo di protezione da sovratensione funzioni. Durante il test, rimuovere il fusibile FU2 per disattivare l'alimentazione ausiliaria dell'oscillatore principale e non collegare il raddrizzatore VD35 al limitatore di sovratensione. Quando il filtro è collegato alla rete, alla sua uscita deve essere presente una tensione alternata trifase esattamente della stessa ampiezza dell'ingresso. In assenza di carico, la componente reattiva della corrente consumata dal filtro dalla rete non deve superare significativamente 0,4 A e la componente attiva della corrente dovrebbe tendere a zero. Quindi il filtro viene disconnesso dalla rete e ad esso è collegato un raddrizzatore Larionov. Il raddrizzatore a diodi VD27...VD30 è scollegato dall'avvolgimento II del trasformatore di impulsi. T4 e collegare ad esso un alimentatore da laboratorio con una tensione di uscita di 15...20 V e una corrente consentita di almeno 1 A. Sul condensatore C288, ventole M12...MZ dovrebbe essere presente una tensione costante di circa 1 V. dovrebbe iniziare a funzionare, ecc. infine, il tiristore VS1 dovrebbe aprirsi. Ora l'alimentazione del laboratorio è spenta, ma non scollegata dal raddrizzatore. Interrompere il circuito tra il punto di connessione del varistore RU8 dell'induttore L11, resistenza R63, condensatori C317, C346, C381 e il punto di connessione dei collettori IGBT VT2.1.VT10.1, resistenze R7...R41. diodi VD1, VD3. VD22, VD25. Pertanto, il convertitore di impulsi verrà disconnesso dal raddrizzatore di rete con un sistema di carica graduale dei condensatori di filtro. In parallelo al condensatore C317, è collegato un carico equivalente: due lampade a incandescenza di tipo LON con una potenza di 300 W ciascuna collegate in serie. Durante l'esperimento, quando il resistore R53 inizia a riscaldarsi notevolmente, la tensione viene fornita al raddrizzatore VD27.VD30 dall'alimentatore del laboratorio. Dopo aver completato tutte le operazioni preparatorie, accendere il dispositivo sulla rete. Il diodo VD36 dovrebbe presentare una tensione CC di circa 515 V alla tensione di linea nominale (da 463 V a 565 V) con una deviazione della tensione di linea di ±10%). In questo caso, il tiristore VS1 deve essere chiuso, cosa che può essere determinata sia dagli strumenti che dalla presenza di riscaldamento del resistore R53. Accendere l'alimentazione del laboratorio e VS1 dovrebbe aprirsi, provocando una diminuzione della temperatura del resistore R53. In tal caso scollegare il dispositivo dalla rete, spegnere l'alimentazione del laboratorio e ripristinare i collegamenti tra il condensatore C317 e i collettori dei transistor VT2.1 e VT10.1, nonché il raddrizzatore VD27...VD30 e avvolgimento II del trasformatore T4. Il fusibile rimosso FU2 viene rimesso al suo posto. Il ponte a diodi VD24 è scollegato dal trasformatore T2 e collegato ad un alimentatore da laboratorio con una tensione di uscita di 20 V (da 19 a 24 V). Sui condensatori C19 e C30 dovrebbe essere presente una tensione costante di circa 15 V. Un oscilloscopio è collegato ai terminali 11 e 14 del microcircuito DA1 e una frequenza di 1 kHz viene impostata utilizzando un resistore sintonizzato R25. Durante il periodo, si dovrebbero osservare due impulsi bipolari di forma rettangolare con fronti ripidi e tra gli impulsi dovrebbe esserci una pausa protettiva (Fig. 4, sensibilità - 5 V / cella, durata della scansione - 5 μs / divisione). La durata della pausa protettiva viene scelta in base ai parametri dei transistor chiave utilizzati. È auspicabile che non sia inferiore a 2,1 μs. Per modificare la durata del tempo morto, è necessario prendere il condensatore C1 con una capacità diversa.
Una capacità maggiore aumenterà la durata della pausa al livello zero e una capacità minore viceversa. Ma la regolazione della capacità del condensatore C1 porterà a un cambiamento nella frequenza di conversione e dovrai regolare nuovamente la frequenza con un resistore di sintonizzazione R1. Tra gli scarichi dei transistor VT5 e VT6 dovrebbero esserci impulsi di tensione quasi della stessa forma di Fig. 4. La forma degli impulsi di tensione su entrambe le metà dell'avvolgimento primario del trasformatore di adattamento T1 è mostrata in Fig. 5 (al momento della misurazione, nessun carico è collegato agli avvolgimenti II, III, IV e V). Per verificare l'operatività del circuito di protezione corrente, l'avvolgimento secondario del trasformatore di corrente T3 viene saldato e, parallelamente ai resistori R39 e R43, un alimentatore da laboratorio è collegato con una tensione di 6 V in modo che il suo "+" sia collegato all'anodo del diodo VD16 e "-" - ai terminali 10 e 12 DA1. In questo caso il controller deve smettere di generare impulsi. Se si collega il "+" dell'alimentatore da laboratorio all'anodo del diodo VD17, anche la generazione di impulsi dovrebbe interrompersi. Scollegare l'unità da laboratorio e saldare l'avvolgimento T3 in posizione. È possibile verificare il funzionamento dei circuiti che accelerano la scarica delle capacità di gate-emettitore dei transistor dei moduli VT2 e VT10 (R13-R20-R24-VD5-VD7-VD9-VT3, R14-R21-R25-VD6-VD8- VD10-VT4, R28-R30-R35 -VD11-VD14-VD18-VT7 e R29-R31-R36-VD12-VD15-VD19-VT8.In presenza dei circuiti indicati, la scarica dei condensatori di gate dovrebbe avvenire più velocemente di in loro assenza. È utile controllare la forma degli impulsi di tensione tra i terminali gate-emettitore dei transistor di chiave dei moduli di potenza VT2 e VT10. Senza circuiti di scarica del condensatore di gate, la forma degli impulsi è mostrata nell'oscillogramma di Fig. 6a, e in presenza dei circuiti indicati - in Fig. 66 (sensibilità - 2 V/cella, scansione - 0.2x50 μs/divisione) Entrambi gli oscillogrammi rimossi per un IGBT (il collettore IGBT non è collegato ai circuiti del convertitore , gli altri tre IGBT ed i circuiti di scarica accelerata dei relativi condensatori di gate sono disconnessi). Un'influenza significativa sulla forma degli impulsi di tensione gate-emettitore dei transistor dei moduli di potenza VT2 e VT10 è esercitata dalla resistenza dei resistori di smorzamento R24, R25, R28, R29 e dalle catene C20-R22 e C21-R23, che può essere selezionato per migliorare la forma. Per verificare la regolazione della tensione sull'ampiezza dell'impulso, scollegare il resistore R58 da R52 e collegare l'alimentatore da laboratorio "-" al punto d. In parallelo con uno qualsiasi degli avvolgimenti secondari (II, III, IV o V) del trasformatore di impulsi T1, è collegato un oscilloscopio e i resistori R20, R21, R30, R31 vengono saldati per la durata dell'esperimento. Modificando la tensione di uscita dell'alimentatore da laboratorio da zero a 100 V, si assicurano che il ciclo di lavoro degli impulsi cambi, mentre la loro frequenza e forma rimangono invariate. Ciò è mostrato sugli oscillogrammi (sensibilità dell'amplificatore Y - 5 V / cella, scansione - 5 μs / divisione): Fig. 7a - ciclo di lavoro minimo, Fig. 76-medio e Fig. 7c - massimo. Se la regolazione del ciclo di lavoro ha esito positivo, spegnere l'alimentazione del laboratorio e saldare i resistori R20, R21, R30 e R31 in posizione.
Solo dopo aver completato le procedure è possibile accendere l'SMPS in rete (senza collegare ad esso il carico). Utilizzando il resistore di regolazione R10, la tensione di uscita della sorgente è impostata su ±100 V. Tra le uscite SMPS -100 V e +100 V (dopo i fusibili FU3 e FU4) è collegato un carico equivalente con una resistenza di 3.6 Ohm. Come equivalente di carico è possibile utilizzare moduli di resistenze di frenatura della serie OHMEGA di Danotherm o spirali in nichelcromo montate su una base non infiammabile. Ruotando il cursore della resistenza R27, il sistema di protezione viene attivato e l'alimentazione viene interrotta ad una potenza di carico di 11,1 kW. Quindi prendiamo il carico equivalente di 4 ohm, che corrisponde ad una potenza di uscita di 10 kW. Quando lo si collega al dispositivo, il sistema di protezione non dovrebbe funzionare. Al termine del lavoro di installazione, è necessario verificare il funzionamento della fonte di alimentazione in modalità a lungo termine e monitorare le condizioni termiche dei componenti. Attenzione! Durante l'installazione e durante il funzionamento della sorgente è necessario seguire le norme di sicurezza. Autore: E. Moskatov, Taganrog, regione di Rostov.
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