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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Tocca l'interruttore di inversione. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore Spesso, quando si fabbrica un particolare circuito, realizzato almeno su un prototipo, quando si valuta la corrispondenza del suo funzionamento e descrizione reale, sorgono almeno tre opzioni logiche: 1. Il progetto non ha funzionato ed è stato respinto per un motivo o per l'altro in quanto impraticabile. 2. Il sistema ha funzionato immediatamente e non è stato necessario alcun ulteriore sviluppo. Z. Il circuito non ha funzionato, ma dopo un attento studio del progetto del circuito su questo argomento, uno studio costruttivo, un'attenta misurazione delle modalità, una selezione razionale degli elementi radio e le modifiche necessarie, ha iniziato a funzionare. Non vale la pena analizzare la prima opzione. La seconda opzione, sebbene abbia dato un risultato positivo, potrebbe presentare delle insidie. Soffermiamoci sulla terza opzione, inizialmente la più laboriosa, ma, come mostra la pratica [7, 11], che si traduce in un funzionamento affidabile del circuito in futuro. Ad esempio, si consideri lo sviluppo di uno schema semplice (Fig. 1) e valido a livello concettuale [8].
Il circuito "perno" (ha immediatamente attirato l'attenzione con la sua semplicità, che implicava una buona ripetibilità), quindi sono stati realizzati tre circuiti stampati, sui quali sono stati installati nuovi elementi radio secondo la descrizione. Tuttavia, il “garofano” non voleva funzionare stabilmente. O richiedeva una lunga ritenzione iniziale (dopo due o tre giorni di stato diseccitato) del sensore, oppure per ragioni poco chiare (a prima vista) i transistor VT1-VT4 iniziarono a guastarsi ed erano diversi su schede diverse . Sulle schede sono stati installati altri tipi di transistor, SCR; le schede sono state addirittura messe da parte per "maturare", ma ciò non ha dato un risultato positivo. Poiché periodicamente si presentava la necessità di un interruttore tattile di questo tipo, è nata l'idea di sviluppare, basato sullo “stud”, un circuito per un sensore unificato economico che funzionasse altrettanto bene sia in circuiti alimentati da batterie che alimentati da corrente alternata rete, nonché con accoppiamento galvanico con o senza rete. Dopo uno studio teorico del circuito del "garofano", si è notato che dispone di risorse non realizzate sufficienti. Si è deciso di utilizzare transistor "folk" come KT315 come elementi attivi e (per una migliore ripetibilità) con qualsiasi indice di lettere e senza selezione preliminare. La risorsa di sensibilità (Fig. 2) è stata aumentata riducendo la resistenza del resistore R1 a 1 MOhm e aumentando a 1 MOhm (e in alcuni casi escludendola) la resistenza del resistore R2, poiché in [8] esso, insieme a R1, forma (vedi Fig. 1) un partitore di tensione proveniente dal pad sensore, riducendo il livello di tensione in ingresso di circa 10 volte. Per compensare ciò, il circuito [8] utilizza elementi di amplificazione (KT3102) con un ampio guadagno di corrente, il che non è pratico.
Per ridurre al minimo l'influenza delle interferenze indotte nei cavi di collegamento (come spiegato in [8] l'introduzione di R2) nei progetti reali, è consigliabile collegare il sensore del sensore al circuito utilizzando conduttori di lunghezza minima utilizzando un filo schermato. Modalità statiche Poiché in [10] per KT315 la tensione massima e-b, b-c non è specificata, per aumentare l'affidabilità di funzionamento nel circuito del sensore, è stata presa la decisione invece del diodo VD1 (a proposito, il suo tipo, così come il tipo VD2, non è specificato in [8]) installare un diodo zener del tipo KS168, collegato nella stessa direzione. Dovrebbe già svolgere due funzioni: nella direzione in avanti, per la semionda negativa del segnale, dovrebbe funzionare come un normale diodo, proteggendo la giunzione dell'unità VT1 dagli effetti della tensione inversa attraverso il circuito di controllo, e per la semionda positiva, dovrebbe agire come un limitatore (soppressore), normalizzando il valore massimo delle semionde della tensione di controllo al livello di tensione della sua stabilizzazione. Lo stesso inconveniente nello stadio di ingresso esiste nel circuito del sensore [5]. Nel processo di sviluppo del circuito (vedi Fig. 1), si è notato che dopo che il circuito è in uno stato diseccitato (3-4 giorni), per qualche motivo non funziona anche con un tocco prolungato del sensore , ma quando le dita chiudono i terminali della batteria VT1 sulla breadboard la scheda (che indica una sufficiente amplificazione degli elementi attivi) si attiva. Successivamente il circuito funziona normalmente per uno o due giorni, poi, dopo lo stesso periodo di diseccitazione, questo fenomeno si ripresenta e viene eliminato allo stesso modo. Si è ipotizzato che la ragione del fenomeno risieda nella formazione elettrica di C2: non appena C2 è sufficientemente carico per la prima volta (e quindi formato), il circuito funziona stabilmente anche dopo una scarica di breve durata (cortocircuitando i terminali ) di C2. Per forzare la formazione elettrica iniziale di C3 (vedere Fig. 2) ad un livello di 0,4 V quando la tensione di alimentazione è accesa, nel circuito del sensore vengono introdotti un partitore di tensione R2R3 e un diodo chiave VD3. Quando viene raggiunta questa tensione, VD3 si chiude e in futuro il divisore non influisce sul funzionamento del sensore. Questa soluzione compensa in una certa misura la corrente di dispersione C3 inerente ai condensatori all'ossido ad alta capacità e aumenta anche la sensibilità riducendo il tempo di contatto del sensore richiesto per il funzionamento del circuito. Come risultato delle misurazioni effettuate utilizzando un oscilloscopio C1-33 con ingresso aperto (resistenza di ingresso 1 MΩ), si è scoperto che quando il sensore viene tenuto per un tempo sufficientemente lungo, la tensione sul condensatore C3 aumenta fino a 6.. 8 V, il che potrebbe essere il motivo per cui l'uscita di transizione b-k VT2 è guasta. Pertanto, un resistore R4 viene introdotto nel suo circuito di base in modo simile al progetto circuitale che si è dimostrato efficace in un regolatore a trinistore [4]. Di conseguenza, la costante di tempo del circuito di scarica C3R4 (b-e) VT2 è aumentata in modo significativo, il che ha permesso di ottenere una velocità dell'otturatore molto più lunga con una capacità più piccola (rispetto alla Fig. 1) del condensatore di ossido C3. Per eliminare i sovraccarichi, per gli stessi motivi sono stati introdotti resistori limitatori R3 e R4 nel circuito di base VT5 e VT7. Le misurazioni della tensione effettuate su C3 hanno mostrato che la loro introduzione non ha avuto alcun effetto sui parametri di accensione e spegnimento del sensore. Lo scopo del condensatore C3 (vedi Fig. 1) non è indicato nella descrizione [8]. Misurazioni pratiche su un circuito funzionante hanno dimostrato che la sua presenza abbassa la soglia di accensione di circa 0,1 V e aumenta la tensione di spegnimento della stessa quantità, il che aumenta la velocità totale dell'otturatore di 10...15 s. Da ciò si è concluso che il suo utilizzo è inappropriato. Durante il funzionamento, quando l'SCR è spento e nella rete sono presenti carichi induttivi, è possibile che si verifichi un'ampia gamma di interferenze. Pertanto, per ridurre la resistenza interna ad alta frequenza dell'alimentazione del sensore, è stato introdotto nel circuito il condensatore C2 (vedere Fig. 4), che ha ridotto la probabilità che interferenze ad alta frequenza penetrino nel circuito del segnale attraverso il circuito di alimentazione. Come chiave per il controllo di VS1 (vedi Fig. 1), difficilmente vale la pena utilizzare un transistor ad alta potenza ad alta tensione (10 W!) del tipo KT940, che fornisce una corrente di circa 1 mA al circuito di controllo VS55 nel stato aperto! Puoi cavartela completamente con lo stesso (vedi Fig. 2) KT315, collegandolo a una fonte di tensione costante stabilizzata, dalla quale ricevono alimentazione il resto dei transistor del circuito del sensore. Questo, oltre a stabilizzare i parametri di commutazione di VS1, elimina possibili sovraccarichi nel circuito del suo elettrodo di controllo, poiché la corrente nel suo circuito quando VT4 è completamente aperto è determinata dal valore dei resistori di spegnimento R10, R11. Poiché, secondo [10], la corrente massima del collettore del KT315 è 100 mA, questa modalità è abbastanza sicura per questo. Nel processo di misurazione della corrente (non della tensione) attraverso l'elettrodo di controllo VS1 (vedi Fig. 2) utilizzando l'avometro Ts4342, si è notato che al momento dell'accensione si verifica uno strappo dell'ago del misuratore verso un valore maggiore, e quindi la corrente viene impostata ad un livello di 4...5 mA (a seconda delle istanze VT4 e VS1). Non ho trovato informazioni in letteratura sulla dipendenza della corrente attraverso l'elettrodo di controllo dai cambiamenti nella natura del carico, quindi si presume che la causa del fenomeno fosse l'uso di un carico non lineare - NL1, la resistenza di cui allo stato freddo è molto inferiore che allo stato caldo. Il valore del resistore tra elettrodo di controllo e catodo (R5 - Fig. 1, R9 - Fig. 2, R7 - Fig. 3, R10 - Fig. 4, 5), raccomandato in letteratura, per ridurre al minimo l'influenza di fattori destabilizzanti sui parametri di accensione dell'SCR nell'elettrodo di controllo del circuito non deve superare 1 kOhm.
Non è pratico alimentare il sensore direttamente dalla rete (vedi Fig. 1) è meglio collegarne l'alimentazione in parallelo (all'SCR), ad esempio, come raccomandato [6]. In base alle sue caratteristiche corrente-tensione (Fig. 8), dopo che VS1 si è acceso, può essere commutato allo stato chiuso riducendo la corrente che lo attraversa a un valore inferiore a Ioff. Nei dispositivi a corrente continua, a tale scopo, vengono utilizzati un condensatore di commutazione o speciali circuiti risonanti seriali, la cui tensione di ricarica o back-EMF, applicata brevemente al tiristore nella direzione opposta, lo spegne. Nei circuiti a corrente alternata e pulsante, il tiristore si chiude automaticamente quando il valore della sua corrente anodica passa automaticamente per zero. Questo schema utilizza un metodo di controllo dell'ampiezza chiave, che è inferiore al metodo di controllo degli impulsi in termini di consumo energetico per il controllo. Pertanto, bypassare il circuito di controllo mentre il tiristore è nello stato aperto, come nel nostro caso, è ottimale. Oltre a ridurre il consumo medio di corrente del circuito di controllo, tale collegamento ridurrà naturalmente anche la generazione di calore su R10, R11 (vedere Fig. 2). In questo caso il diodo VD5 non serve più per il raddrizzamento, ma per separare la sorgente di alimentazione continua del sensore (C2 smussato) e la sorgente di tensione pulsante che alimenta VS1. Modalità dinamiche È conveniente (e sicuro!) controllare il funzionamento degli elementi del circuito del sensore su una breadboard, utilizzando una sorgente di 9...10 V CC, in modalità dinamica, spegnendo l'elemento di ritardo (C2, Fig. 3) , utilizzando un LED come indicatore visivo del funzionamento del circuito VD3. Poiché in questa modalità il circuito è un generatore della tensione di controllo dalla tensione di prelievo proveniente dal sensore E1, viene utilizzato un oscilloscopio per osservare i processi che si verificano in esso. Il valore di ampiezza della tensione di rilevamento nel sito del sensore è 15 V (ovviamente nel luogo specifico in cui sono state effettuate le misurazioni). La tensione alla base di VT1 è 6 V (funge da amplificatore di potenza per il segnale di interferenza), all'emettitore - 6 V, alla base di VT2 - circa 6 V (funge da amplificatore di tensione e limitatore di segnale in alto ), al collettore - 0,8 V, con una chiara limitazione sopra. Sul collettore VT3 il segnale ha un livello di 8 B, è già formato (limitato e dal basso) ed è pronto per essere inviato all'interruttore di uscita (Fig. 3, 4) o all'interruttore di controllo VS1 (Fig. 2, 5 ), la cui funzione in tutti i circuiti è eseguita da VT4, la tensione del segnale sulla base della quale è di circa 1,5 V. Quando si collega C2 (vedere Fig. 3) e si misura la tensione su di esso, viene eseguita utilizzando un oscilloscopio C1- 33 con un ingresso aperto (resistenza di ingresso 1 MOhm), si è scoperto che il circuito si accende con una tensione di circa 0,8 V e si spegne con una tensione di 0,7 V. Inoltre, si è scoperto che un tentativo di connessione allo stesso punto con lo stesso oscilloscopio, ma con ingresso chiuso, ha portato all'accensione del circuito, poiché la capacità di ritardo era la capacità di ingresso dell'oscilloscopio. Per testare il funzionamento del sensore su corrente alternata con isolamento galvanico dalla rete, è stato utilizzato un trasformatore del kit di saldatura elettrica 2.940.005 TU, prodotto dallo stabilimento di Vinnitsa Mayak. Il circuito del sensore era collegato al suo connettore inferiore, la cui tensione alternata era di circa 24 V. Tutti gli elementi del circuito in Fig. 2 sono rimasti invariati, solo i resistori R10, R11 per ricevere una corrente di 1 mA attraverso il diodo zener VD20 sono stati derivati da un resistore del tipo MLT-0,5 con resistenza da 470 Ohm. Come carico è stata utilizzata una lampada a incandescenza con una tensione di 28 V e una potenza di 20 W. Durante il controllo del funzionamento del circuito, il filo comune della sonda ad ago dell'oscilloscopio si è rotto all'interno del guscio isolante, e il fatto è passato inosservato... Il circuito ha smesso di funzionare. Toccando il sensore o si accendeva un lampo, oppure la lampada si illuminava, lampeggiando alla massima intensità, e ad ogni tocco tutto accadeva in modo diverso. Il tipo di inclusione è stato influenzato dall'area di contatto, dalla forza di pressione, da come è stato effettuato il tocco: seduto o in piedi, con la mano sinistra o destra, ecc. Gli elementi del circuito non si guastavano più. Dopo aver controllato con un oscilloscopio il passaggio in cascata del pickup, ho notato che il segnale era lo stesso ovunque, e mi sono accorto che non c'era collegamento con la custodia. Ho saldato il filo comune e la funzionalità del circuito è stata completamente ripristinata! Ho iniziato a cercare il motivo dello strano comportamento del circuito. Ho scollegato la sonda di ingresso C1-3Z da C2 - il circuito ha funzionato, ho scollegato il filo comune dell'oscilloscopio - ha smesso di funzionare, ho collegato il filo comune - ha funzionato di nuovo. È diventato chiaro che c'erano interferenze sulla frequenza di rete attraverso il corpo dell'oscilloscopio, che, ovviamente, non era collegato a terra in un'officina domestica. Ho controllato il livello di interferenza sul corpo dell'oscilloscopio con una sonda di fase con una lampada al neon - si illumina un po', l'ho controllato con una sonda cinese “miracolosa” con display digitale - 60 V! Ho controllato la quantità di interferenze sul case dell'alimentatore acceso: la stessa cifra! È diventato chiaro il motivo per cui durante il test del circuito del sensore su corrente continua alimentata da questa fonte, il circuito ha funzionato correttamente. Ho collegato il circuito (vedi Fig. 2) rispettando la fasatura specificata in [8]. Lo "stallone" aggiornato ha funzionato bene. Ad eccezione dello speciale microcircuito K145AP2 [9, 11], da nessuna parte, e soprattutto nelle apparecchiature industriali serie, ad esempio nel selettore di programma SVP-3 [2], il pickup è stato utilizzato come segnale di controllo. Qualunque sia il tipo di sensore utilizzato - resistivo, capacitivo per interruzione o eccitazione di generazione - il livello del segnale di controllo (nonostante la differenza nei principi fisici e nella progettazione del circuito) è sempre stabile, cosa non facile da ottenere utilizzando un semplice circuito da un pickup segnale con la frequenza di rete. Sulla base dell'analisi, ho deciso di non complicare il circuito, ma di utilizzare le risorse del sensore disponibili: alto guadagno e tensione di alimentazione stabilizzata, utilizzando un sensore resistivo che collega l'ingresso dell'amplificatore CC su VT4-VT5 con il polo positivo del fonte utilizzando la resistenza della pelle del dito e resistenze R1, nutrizione R4. Uno schema delle opzioni del sensore unificato è mostrato in Fig. 4-5. Il sensore funziona altrettanto bene con qualsiasi fonte di alimentazione (del problema posto all'inizio dell'articolo) ed è abbastanza sicuro quando funziona da una rete a 220 V, poiché il corpo umano è collegato su entrambi i lati dei contatti tramite resistenze da 1 MOhm . Ad esempio, il valore del resistore limitatore di corrente incluso nell'indicatore di tensione unipolare (con lampada al neon) tipo INN1, utilizzato nell'industria, è pari a 910 kOhm. Come risultato delle modifiche apportate, il circuito (vedi Fig. 4), che è in modalità “standby”, consuma solo 9 mA da un'alimentazione di 1 V! Nella modalità accesa, dopo aver toccato il sensore, il consumo di corrente è di 8 mA. L'unico controllo che è consigliabile effettuare per selezionare i transistor VT1-VT4 installati è quello di “testare” le giunzioni con un ohmmetro al limite di 100 kOhm. Quando si controlla la resistenza delle transizioni nella direzione opposta, l'ago del misuratore non deve deviare nemmeno leggermente. Regolazione. In alcuni casi, con grandi guadagni VT1-VT4 (e assenza di R2), quando il sensore è collegato ad una fonte di alimentazione, NL1 si accende immediatamente, pur ricontrollandoli con un ohmmetro, anche al limite di 1 MOhm, non provoca la flessione dell'ago del misuratore, il che indica la loro funzionalità. In questo caso, procedere come segue. In parallelo alla transizione e-b VT1, collegare un avometro, acceso da un voltmetro al limite di 5...10 V. Se VT1 funziona correttamente, HL1 dovrebbe spegnersi. Commutare l'avometro su limiti di misurazione più alti finché HL1 non si accende nuovamente. Successivamente, impostare l'avometro su un limite inferiore, la lampada dovrebbe spegnersi. Questa tecnica consente di utilizzare un avometro come riserva di resistenza, poiché gli avometri (nella versione dell'autore Ts4342) hanno un ingresso "aperto" e una resistenza di ingresso dell'ordine di 20...25 kOhm/V, il che rende possibile stimare approssimativamente il valore richiesto di R2, che riduce il guadagno complessivo del circuito per ottenere un funzionamento preciso per i transistor utilizzati specificatamente. Se necessario, invece dei resistori limitatori di corrente R10, R11 (vedi Fig. 2) del tipo MLT-2, su cui viene rilasciata una potenza termica di circa 4 W, è possibile installare un reattore reattivo - un condensatore del K73-17 tipo con una capacità di 0,22 μFCH 630 V. Ciò modificherà leggermente il circuito raddrizzatore (Fig. 6).
Il gruppo diodi KTs5V è escluso dal circuito mostrato in Fig. 405. Il diodo Zener VD5 nel circuito svolge due funzioni: per la semionda negativa funge da diodo raddrizzatore e per la semionda positiva funge da limitatore al livello di tensione di stabilizzazione. Il resistore R11 serve a limitare il picco di corrente durante la ricarica di C5. SCR VS1 funziona come un raddrizzatore a semionda, il che ha un effetto benefico sulla durata di servizio di NL1.
La scheda è progettata per ospitare le parti del circuito da Fig. 2 a Fig. 6. A seconda dell'opzione desiderata, vengono installati i componenti appropriati. Gli spazi per le parti non utilizzate in questo schema vengono chiusi con ponticelli a filo o lasciati liberi. Lo stesso vale per i collegamenti reciproci delle piastre di contatto per l'installazione dei ponticelli JP0, JP1, JP2 con il circuito. letteratura:
Autore: SA Elkin
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