Applicazione di fotoaccoppiatori compensati termicamente nei convertitori di tensione. Parte 2. Schema, descrizione

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Applicazione di optoisolatori compensati termicamente nei convertitori di tensione. Parte 2. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

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Il più semplice disaccoppiamento ottico analogico applicabile nelle PN automobilistiche è il divisore-accoppiatore ottico-ION. Viene fornito un frammento di una vera PN per alimentare un tubo a ciclo singolo (in classe A). Il supporto sul diodo zener (39V) elimina praticamente l'influenza dell'instabilità di temperatura dell'optoaccoppiatore. Ma a quale costo: a costo di aumentare il coefficiente di trasmissione dell'intera catena e restringere l'intervallo di tensioni di ingresso a cui il segnale di uscita è più o meno lineare. In classe A, questo è sparito (la versione alternativa "bilanciata" ha una gamma di input più ampia). Ma in un amplificatore a transistor di classe B, l'effetto dell'ondulazione della corrente di carico richiede un sensore più lineare con un ampio intervallo di tensione di ingresso.

Per la prima volta questo meraviglioso circuito a due optron ha attirato la mia attenzione nella pubblicazione di Uldis sul convertitore di tensione, uldis.narod.ru, del suo amplificatore di bordo. Quindi, su una coppia di optoisolatori, viene implementato un feedback di tensione compensato termicamente in un convertitore con una parte di ingresso completamente isolata galvanicamente (controllore PWM) e una parte di uscita (filtri e carico).

Applicazione dell'isolamento di optoaccoppiatori termicamente compensato nei convertitori di tensione

Il semplice collegamento di un accoppiatore ottico in serie con un resistore di spegnimento è accettabile nelle apparecchiature domestiche, ma completamente inaccettabile a bordo. A causa della dipendenza dalla temperatura del coefficiente di trasferimento dell'accoppiatore ottico (è sempre negativo, circa 0.5 - 1% per grado), il punto di stabilizzazione galleggerà in modo indecente. Dal grafico (ritagliato dal datasheet del TLP621) si può stimare che i coefficienti di trasferimento a -25C e +75C sono correlati come 1:1.7 per correnti di ingresso di 5..25 mA (TK 0.5-0.8% / deg) e 1 :2.5 per correnti inferiori a 5 mA (TC 0.7-1.5% deg). A proposito, questo è il motivo per cui la corrente di ingresso (LED) consigliata dal produttore è di soli 5..16 mA: la deriva è minima.

Applicazione dell'isolamento di optoaccoppiatori termicamente compensato nei convertitori di tensione

Il circuito compensato termicamente riduce la TC dell'intero circuito a causa del fatto che il secondo accoppiatore ottico (in Figura A1) sottrae la corrente del circuito primario e la quota del rubato galleggia con la stessa TC di quella dell'accoppiatore ottico primario ( nella figura A2). Assumendo i coefficienti di trasferimento A1, A2 uguali a K (abbastanza accettabili), il coefficiente di attenuazione corrente del follower di emettitore D = R3 / R2, risolviamo l'equazione più semplice e otteniamo il rapporto tra la corrente attraverso R2 (uscita) e la corrente di il LED di ingresso.

Sostituendo la dipendenza dalla temperatura K=K0-B(T-T0), dove K0 è il valore a T0=+25C, B è il coefficiente di temperatura, è possibile risolvere l'equazione per la temperatura e trovare il coefficiente ottimale del divisore di uscita D Nell'intervallo normale di variazioni B (0.5-1.5%/deg), il coefficiente ottimale D è approssimativamente uguale al quadrato di K0. L'errore di controllo ai bordi dell'intervallo di temperatura diminuisce all'aumentare di K0. In generale, è realistico ridurre di un fattore cinque la deriva del coefficiente di trasmissione dell'intero circuito NFB rispetto a un divisore non compensato.

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K0 = 1, B=0.5% : D=1..1.5 (errore di regolazione nell'intervallo -25..+75С non più del 7%)

K0 = 0.5, B=0.5% : D=0.25..0.4 (errore di controllo 4%)

K0 = 1, V=1% : D=1..1.2 (errore di controllo 12%)

K0 = 2, V=1% : D=4.4 (errore di controllo 10%)

K0 = 4, V=1% : D=17 (errore di controllo 10%)

Calcolo dei valori nominali per Uin = 250 V, livello di riferimento del controller Uref = 5.0 V, K0 = 3. Impostiamo la corrente del circuito di ingresso al minimo possibile (5 mA), quindi R1 = 250 V/5 mA > 47 kΩ. Potenza dissipata R1 al 25% di sovratensione P=(300V)^2/47k=1.9W. Scegli D=3^2=9 (quindi X = 1.5). La corrente attraverso R2 è X*Iin=7.5mA, la tensione attraverso R2 è Uref+Ube=5.0+0.6=5.6V, R2=5.6V/7.5mA > 750 Ohm. R3 = DR2 > 6.8 kOhm. Il consumo di corrente totale del circuito secondario dalla batteria +12V è di 8.5 mA. La massima potenza dissipata dal dispositivo attivo ricade sul transistor A1 ed è pari a 7.5mA* (12V-5.6V) > 50 mW (tutto normale).

Autore: Uldis; Pubblicazione: uldis.narod.ru

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