1. Caratteristiche dell'IP

Circuiti di protezione ION e sottotensione. Il circuito si accende quando la tensione raggiunge la soglia di 5.5..7.0 V (valore tipico 6.4V). Fino a questo momento i bus di controllo interni vietano il funzionamento del generatore e della parte logica del circuito. La corrente a vuoto alla tensione di alimentazione +15 V (i transistor di uscita sono disabilitati) non è superiore a 10 mA. ION +5 V (+4.75..+5.25 V, stabilizzazione dell'uscita non peggiore di +/- 25 mV) fornisce una corrente fluente fino a 10 mA. Lo ION può essere potenziato solo utilizzando un inseguitore di emettitore NPN (vedere TI pp. 19-20), ma la tensione all'uscita di tale "stabilizzatore" dipenderà in gran parte dalla corrente di carico.

generatore genera una tensione a dente di sega di 5..+0V (l'ampiezza è impostata dallo ION) sul condensatore di temporizzazione Ct (pin 3.0) per il TL494 Texas Instruments e 0...+2.8V per il TL494 Motorola (cosa possiamo aspettarsi dagli altri?), rispettivamente, per TI F =1.0/(RtCt), per Motorola F=1.1/(RtCt).

Sono accettabili frequenze operative da 1 a 300 kHz, con il range consigliato Rt = 1...500 kOhm, Ct = 470pF...10 μF. In questo caso la tipica deriva termica della frequenza è (naturalmente, senza tener conto della deriva dei componenti collegati) +/- 3%, mentre la deriva della frequenza in funzione della tensione di alimentazione è entro lo 0.1% sull'intero intervallo consentito.

Per spegnere il generatore a distanza, è possibile utilizzare un tasto esterno per cortocircuitare l'ingresso Rt (6) verso l'uscita dello ION, oppure cortocircuitare Ct a terra. Naturalmente, quando si seleziona Rt, Ct è necessario tenere conto della resistenza di dispersione dell'interruttore aperto.

Ingresso di controllo della fase di riposo (ciclo di lavoro) attraverso il comparatore di fase di riposo, imposta la pausa minima richiesta tra gli impulsi nei bracci del circuito. Ciò è necessario sia per impedire il passaggio di corrente negli stadi di potenza esterni all'IC, sia per il funzionamento stabile del trigger: il tempo di commutazione della parte digitale del TL494 è di 200 ns. Il segnale di uscita viene abilitato quando la sega supera la tensione sull'ingresso di controllo 4 (DT) di Ct. A frequenze di clock fino a 150 kHz con tensione di controllo zero, la fase di riposo = 3% del periodo (bias equivalente del segnale di controllo 100..120 mV), ad alte frequenze la correzione incorporata espande la fase di riposo a 200. .300 n.

Utilizzando il circuito di ingresso DT, è possibile impostare una fase di riposo fissa (divisore RR), la modalità di avvio graduale (RC), lo spegnimento remoto (tasto) e anche utilizzare DT come ingresso di controllo lineare. Il circuito di ingresso è assemblato utilizzando transistor PNP, quindi la corrente di ingresso (fino a 1.0 μA) fluisce fuori dal circuito integrato anziché al suo interno. La corrente è piuttosto elevata, quindi è necessario evitare resistori ad alta resistenza (non più di 100 kOhm). Vedere TI, pagina 23 per un esempio di protezione da sovratensione utilizzando un diodo zener a 3 conduttori TL430 (431).

Amplificatori di errore - infatti amplificatori operazionali con Ku = 70..95 dB a tensione costante (60 dB per le prime serie), Ku = 1 a 350 kHz. I circuiti di ingresso sono assemblati utilizzando transistor PNP, quindi la corrente di ingresso (fino a 1.0 μA) fluisce fuori dal circuito integrato anziché al suo interno. La corrente è piuttosto elevata per l'amplificatore operazionale, anche la tensione di polarizzazione è elevata (fino a 10 mV), quindi è necessario evitare resistori ad alta resistenza nei circuiti di controllo (non più di 100 kOhm). Ma grazie all'uso degli ingressi PNP, l'intervallo di tensione in ingresso va da -0.3 V a Vsupply-2 V.

Le uscite dei due amplificatori sono combinate tramite diodo OR. L'amplificatore la cui tensione di uscita è maggiore assume il controllo della logica. In questo caso il segnale di uscita non è disponibile separatamente, ma solo dall'uscita del diodo OR (anche dall'ingresso del comparatore di errori). Pertanto, in modalità linea è possibile collegare in loop solo un amplificatore. Questo amplificatore chiude il circuito di feedback lineare principale sulla tensione di uscita. In questo caso, il secondo amplificatore può essere utilizzato come comparatore, ad esempio in caso di superamento della corrente di uscita, o come chiave per un segnale di allarme logico (surriscaldamento, cortocircuito, ecc.), spegnimento remoto, ecc. gli ingressi del comparatore sono collegati allo ION e sul secondo OR segnali di allarme è organizzato un segnale logico (ancora meglio - segnali di stato logico E normale).

Quando si utilizza un sistema operativo RC dipendente dalla frequenza, è necessario ricordare che l'uscita degli amplificatori è in realtà single-ended (diodo in serie!), quindi caricherà la capacità (verso l'alto) e impiegherà molto tempo a scaricarsi verso il basso. La tensione su questa uscita è compresa tra 0..+3.5 V (leggermente superiore all'oscillazione del generatore), quindi il coefficiente di tensione diminuisce bruscamente e a circa 4.5 V all'uscita gli amplificatori sono saturati. Allo stesso modo, si dovrebbero evitare resistori a bassa resistenza nel circuito di uscita dell'amplificatore (circuito di retroazione).

Gli amplificatori non sono progettati per funzionare entro un ciclo di clock dalla frequenza operativa. Con un ritardo di propagazione del segnale all'interno dell'amplificatore di 400 ns, sono troppo lenti per questo e la logica di controllo del trigger non lo consente (all'uscita apparirebbero impulsi laterali). Nei circuiti PN reali, la frequenza di taglio del circuito OS è selezionata nell'ordine di 200-10000 Hz.

Logica di controllo del trigger e dell'uscita - Con una tensione di alimentazione di almeno 7 V, se la tensione della sega sul generatore è maggiore che sull'ingresso di controllo DT, и se la tensione della sega è maggiore di quella di uno qualsiasi degli amplificatori di errore (tenendo conto delle soglie e degli offset integrati), l'uscita del circuito è abilitata. Quando il generatore viene ripristinato dal massimo a zero, le uscite vengono disattivate. Un trigger con uscita parafase divide la frequenza a metà. Con 0 logico sull'ingresso 13 (modalità uscita), le fasi di trigger vengono combinate tramite OR e fornite contemporaneamente su entrambe le uscite; con 1 logico vengono fornite in fase separatamente su ciascuna uscita.

Transistor di uscita - Darlington npn con protezione termica incorporata (ma senza protezione corrente). Pertanto, la caduta di tensione minima tra il collettore (solitamente chiuso al bus positivo) e l'emettitore (sul carico) è 1.5 V (tipico a 200 mA), e in un circuito con un emettitore comune è leggermente migliore, 1.1 V tipico. La corrente di uscita massima (con un transistor aperto) è limitata a 500 mA, la potenza massima per l'intero chip è 1 W.

2. Caratteristiche dell'applicazione

Intervento sul gate di un transistor MIS. Ripetitori di uscita

Quando si opera su un carico capacitivo, che convenzionalmente è il gate di un transistor MIS, i transistor di uscita del TL494 vengono attivati ​​da un inseguitore di emettitore. Quando la corrente media è limitata a 200 mA, il circuito è in grado di caricare rapidamente il gate, ma è impossibile scaricarlo con il transistor spento. Anche scaricare il gate utilizzando un resistore messo a terra è insoddisfacentemente lento. Dopotutto, la tensione attraverso la capacità del gate diminuisce in modo esponenziale e, per spegnere il transistor, il gate deve essere scaricato da 10 V a non più di 3 V. La corrente di scarica attraverso il resistore sarà sempre inferiore alla corrente di carica attraverso il transistor (e il resistore si surriscalda parecchio e ruba la corrente di commutazione quando si sposta verso l'alto).

Opzione A. Circuito di scarica tramite un transistor pnp esterno (preso in prestito dal sito web di Shikhman - vedere "Alimentazione dell'amplificatore Jensen"). Quando si carica il gate, la corrente che scorre attraverso il diodo spegne il transistor PNP esterno; quando l'uscita IC è spenta, il diodo è spento, il transistor si apre e scarica il gate a terra. Meno: funziona solo con piccole capacità di carico (limitate dalla riserva di corrente del transistor di uscita IC).

Quando si utilizza il TL598 (con uscita push-pull), la funzione del lato bit inferiore è già cablata sul chip. L'opzione A non è pratica in questo caso.

Opzione B. Ripetitore complementare indipendente. Poiché il carico di corrente principale è gestito da un transistor esterno, la capacità (corrente di carica) del carico è praticamente illimitata. Transistor e diodi: qualsiasi HF con bassa tensione di saturazione e Ck e sufficiente riserva di corrente (1 A per impulso o più). Ad esempio, KT644+646, KT972+973. La "massa" del ripetitore deve essere saldata direttamente accanto alla fonte dell'interruttore di alimentazione. I collettori dei transistor del ripetitore devono essere bypassati con una capacità ceramica (non mostrata nello schema).

Il circuito da scegliere dipende principalmente dalla natura del carico (capacità di gate o carica di commutazione), dalla frequenza operativa e dai requisiti di tempo per i fronti degli impulsi. E loro (i fronti) dovrebbero essere il più veloci possibile, perché è durante i processi transitori sullo switch MIS che la maggior parte delle perdite di calore vengono dissipate. Consiglio di ricorrere alle pubblicazioni della collana International Rectifier per un'analisi completa del problema, ma mi limiterò ad un esempio.

Un potente transistor - IRFI1010N - ha una carica totale di riferimento sul gate Qg = 130 nC. Questa non è un'impresa da poco, perché il transistor ha un'area di canale eccezionalmente ampia per garantire una resistenza di canale estremamente bassa (12 mOhm). Queste sono le chiavi richieste nei convertitori a 12 V, dove ogni milliohm conta. Per garantire l'apertura del canale è necessario fornire al gate Vg=+6V rispetto a massa, mentre la carica totale del gate è Qg(Vg)=60nC. Per scaricare in modo affidabile un gate carico a 10V, è necessario sciogliere Qg(Vg)=90nC.

Con una frequenza di clock di 100 kHz e un ciclo di lavoro totale dell'80%, ciascun braccio funziona in modalità 4 μs aperto - 6 μs chiuso. Supponiamo che la durata di ciascun fronte di impulso non debba essere superiore al 3% dello stato aperto, vale a dire tf=120 ns. Altrimenti, le perdite di calore sulla chiave aumentano notevolmente. Pertanto, la corrente di carica media minima accettabile Ig+ = 60 nC/120 ns = 0.5 A, corrente di scarica Ig- = 90 nC/120 ns = 0.75 A. E questo senza tener conto del comportamento non lineare delle capacità di gate!

Confrontando le correnti richieste con quelle limitanti per il TL494, è chiaro che il suo transistor integrato funzionerà alla corrente limite e molto probabilmente non farà fronte alla carica tempestiva del gate, quindi la scelta è fatta a favore di un seguace complementare. Con una frequenza operativa inferiore o con una capacità del gate di commutazione inferiore è possibile anche un'opzione con spinterometro.

2. Implementazione della protezione corrente, avvio graduale, limitazione del ciclo di lavoro

Di norma, un resistore in serie nel circuito di carico deve fungere da sensore di corrente. Ma ruberà preziosi volt e watt all'uscita del convertitore e monitorerà solo i circuiti di carico e non sarà in grado di rilevare cortocircuiti nei circuiti primari. La soluzione è un sensore di corrente induttivo nel circuito primario.

Il sensore stesso (trasformatore di corrente) è una bobina toroidale in miniatura (il suo diametro interno dovrebbe, oltre all'avvolgimento del sensore, far passare liberamente il filo dell'avvolgimento primario del trasformatore di alimentazione principale). Passiamo il filo dell'avvolgimento primario del trasformatore attraverso il toro (ma non il filo “di terra” della sorgente!). Impostiamo la costante di tempo di salita del rilevatore a circa 3-10 periodi della frequenza di clock, il tempo di decadimento a 10 volte di più, in base alla corrente di risposta del fotoaccoppiatore (circa 2-10 mA con una caduta di tensione di 1.2-1.6 V).

Sul lato destro dello schema sono presenti due soluzioni tipiche per TL494. Il divisore Rdt1-Rdt2 imposta il duty cycle massimo (fase di riposo minima). Ad esempio, con Rdt1=4.7 kOhm, Rdt2=47 kOhm sull'uscita 4 la tensione costante è Udt=450 mV, che corrisponde ad una fase di riposo del 18..22% (a seconda della serie del circuito integrato e della frequenza operativa).

All'accensione Css è scarico e il potenziale all'ingresso DT è pari a Vref (+5V). Css viene caricato tramite Rss (noto anche come Rdt2), abbassando gradualmente il potenziale DT al limite inferiore limitato dal divisore. Questo è un "avvio morbido". Con Css = 47 μF e i resistori indicati, le uscite del circuito si aprono 0.1 s dopo l'accensione e raggiungono il ciclo di lavoro operativo entro altri 0.3-0.5 s.

Nel circuito, oltre a Rdt1, Rdt2, Css, ci sono due perdite: la corrente di dispersione del fotoaccoppiatore (non superiore a 10 μA ad alte temperature, circa 0.1-1 μA a temperatura ambiente) e la corrente di base dell'IC transistor di ingresso che scorre dall'ingresso DT. Per garantire che queste correnti non influenzino in modo significativo la precisione del divisore, Rdt2=Rss viene selezionato non superiore a 5 kOhm, Rdt1 - non superiore a 100 kOhm.

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