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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Modalità insolita di funzionamento del transistor ad effetto di campo. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore La progettazione circuitale tradizionale degli amplificatori lineari basati su transistor ad effetto di campo con un gate sotto forma di giunzione p-n (di seguito denominata p-n-gate per brevità) prevede principalmente una modalità in cui il punto operativo è al contrario (chiusura ) regione di polarizzazione, cioè a Uots<Uzi< 0. Allo stesso tempo, sulla caratteristica drain-gate di un transistor di questa classe è presente una regione di polarizzazione diretta in cui la corrente di gate non scorre ancora. Nonostante questo fatto sia noto (vedi il libro di P. Horowitz e W. Hill "The Art of Circuit Design", vol. 1. - M.: Mir, 1986.), la modalità di polarizzazione diretta trova un'applicazione molto limitata . La ricerca condotta dall'autore ha dimostrato che l'uso di una modalità in cui il punto operativo può trovarsi nella zona di polarizzazione di apertura consente di semplificare significativamente i circuiti delle unità transistor ad effetto di campo. L'uso di tali schemi è razionale nei casi in cui il requisito di un numero minimo di elementi giustifica la necessità di selezionarne alcuni, ad es. nella pratica radioamatoriale e nello sviluppo di strutture particolarmente in miniatura.
Nella fig. La Figura 1 mostra le caratteristiche generalizzate del drain-gate e dell'ingresso di un transistor ad effetto di campo con un gate p-n. Su queste caratteristiche corrente-tensione - Ic = f (Uin) e Iz = f (Uin) - si possono distinguere tre zone caratteristiche: 1 - polarizzazione di chiusura Uzi, 2 - polarizzazione di apertura, alla quale praticamente non c'è corrente di gate, e 3 - polarizzazione di apertura, che provoca una corrente di gate significativa. Non esiste un confine chiaro tra le zone 2 e 3, quindi, per chiarezza, prenderemo come confine condizionale tra loro l'ordinata corrispondente alla corrente di gate di 1 μA - a questa corrente la resistenza di gate è ancora molto alta e questo valore può essere misurato in modo relativamente semplice. Indichiamo anche con il simbolo Im la corrente di drain a questo confine e la tensione diretta al gate Um. Quando la tensione Uzi è maggiore del valore limite, la corrente di gate inizia ad aumentare bruscamente e il transistor ad effetto di campo perde il suo principale vantaggio: l'elevata resistenza di ingresso. Pertanto non consideriamo il lavoro in zona 3. Da quanto sopra è chiaro che non è necessario escludere completamente il funzionamento del transistor ad effetto di campo nella zona di polarizzazione diretta; è sufficiente che il punto operativo non entri nella zona 3, cioè la condizione Uzi<Um è soddisfatto. Inoltre è fondamentalmente possibile far funzionare un amplificatore su un transistor con una tensione iniziale continua al gate. Studi su transistor ad effetto di campo di vario tipo hanno dimostrato che la loro tensione Um dipende principalmente dal tipo e in misura molto minore dal caso concreto. Si va da 0,3 V per KP302GM a 0,55 V per KP303A. Nonostante il fatto che l'espansione dell'intervallo di tensione operativa Uzi dovuta all'aggiunta di una zona di polarizzazione diretta sia piccola in valore assoluto, è molto importante poiché consente un approccio leggermente diverso alla progettazione circuitale dei transistor ad effetto di campo. Come si può vedere dalla figura. 1, la caratteristica drain-gate passa alla zona 2 in modo fluido, senza interruzioni. L'essenza dei processi fisici nel transistor è che quando viene applicata una tensione di polarizzazione diretta al gate, il canale si espande e la sua conduttività aumenta, il transistor inizia a funzionare in modalità arricchimento. È facile vedere che, tenendo conto della zona di polarizzazione diretta, un transistor con gate pn diventa simile nelle caratteristiche a un transistor con gate isolato e un canale integrato, che è in grado di funzionare con polarizzazione diretta e inversa sul cancello. La differenza è solo quantitativa: nella prima l'area di lavoro della zona di spostamento diretto è più breve, poiché è limitata dal valore Um. Pertanto, un transistor ad effetto di campo con gate p-n può essere utilizzato in modalità considerate possibili solo per transistor con gate isolato e canale integrato. La presenza di gravi carenze nei transistor con gate isolato - variazioni significative nelle caratteristiche, bassa resistenza all'elettricità statica e una serie di altri - limita fortemente l'ambito di applicazione pratica di questi dispositivi, anche se la loro selezione individuale è accettabile. La gamma di transistor attualmente prodotti con gate pn è molto più ampia rispetto a quella isolata, sono più convenienti e hanno una minore diffusione di caratteristiche. Per questi motivi, i transistor con gate pn dovrebbero essere considerati più preferibili.
Diamo un'occhiata ad alcune applicazioni di questi transistor utilizzando la modalità di polarizzazione diretta sul gate. Nella fig. 2, a mostra il circuito di un amplificatore lineare. L'uso di una modalità operativa senza polarizzazione iniziale ha permesso di eliminare il resistore di polarizzazione automatica e il condensatore di blocco nel circuito sorgente del transistor VT1. Il calcolo dello stadio CC è semplificato e si riduce alla determinazione della resistenza del resistore di carico R2 utilizzando la formula: R2=(Upit-Uout circa)/Io dove Uout o è la tensione di uscita in assenza di un segnale di ingresso e I® è la corrente iniziale del transistor. Scegliendo Uout o= 0,5 Upit, la formula (1) viene semplificata e assume la forma: R2=Upit/2Io. Quando si sviluppano amplificatori che utilizzano questo circuito, è necessario tenere presente che per i transistor con una corrente di drenaggio iniziale di diverse decine di milliampere, la loro potenza consentita potrebbe essere superata. Se è necessario ridurre il guadagno, il resistore R3 è incluso nel circuito source. Va sottolineato che in questo caso il condensatore di blocco non può essere acceso. La modalità di corrente alternata viene calcolata utilizzando formule note; il guadagno si ricava dall'espressione Ku= S • R2, dove S è la pendenza della caratteristica del transistor. Ovviamente, con Ku>10, nella maggior parte dei casi, il segnale di uscita viene amplificato in ampiezza fino a Upit a Uin<Um, quindi non è necessaria una polarizzazione aggiuntiva. I test dello stadio sul transistor KPZOSA a Io = 1,1 mA, Upit = 12 V, Uout = 6 V e R2 = 5,1 kOhm hanno mostrato che Ku = 10. Se è necessario aumentare l'ampiezza consentita dei valori di tensione positiva all'ingresso sopra Um nel circuito sorgente, è necessario accendere un diodo invece del resistore R3 (con il catodo sul filo comune). La tensione di polarizzazione diretta per i diodi al silicio può essere compresa tra 0,4 e 0,8 V (nella maggior parte dei casi tra 0,5 e 0,7 V) a seconda del tipo di diodo e della corrente sorgente del transistor. Per i diodi al germanio valori simili sono 0,2...0,6 V (0,3...0,5 V). Quando il diodo è acceso, la corrente di drain diminuisce a causa della polarizzazione di chiusura, pertanto, per garantire la stessa modalità di corrente costante, è necessario aumentare la resistenza del resistore R2. Ciò, a sua volta, porta ad un aumento di K„, poiché la pendenza diminuisce leggermente. Poiché la resistenza dinamica del diodo è piccola, la sua deviazione con un condensatore è inefficace. L'introduzione di un diodo provoca una leggera diminuzione del guadagno, non superiore al 10%. La modalità CC di tale stadio viene calcolata utilizzando la formula (1), in cui Iod viene sostituito con Io, la corrente di drain quando un diodo è collegato al circuito sorgente. Se necessario, Ku può essere ridotto collegando un resistore di retroazione in serie al diodo. Nonostante la presenza di un diodo aggiuntivo, l'implementazione di un tale circuito in alcuni casi è giustificata dal fatto che porta ad una diminuzione del consumo di corrente e ad un aumento del guadagno. Queste proprietà sono particolarmente preziose per i dispositivi autoalimentati. Come si può vedere da quanto sopra, il funzionamento di uno stadio con un diodo è vicino a quello classico con un resistore di polarizzazione. Il vantaggio principale è l'assenza di un condensatore di blocco, che porta anche ad una minore espansione della banda di frequenza operativa fino a DC. Inoltre, il calcolo e la configurazione dei dispositivi risultano semplificati. Quando questo stadio funziona con un trasformatore, una bobina di accoppiamento, una testina di riproduzione di un registratore e altre sorgenti di segnale simili, il resistore di dispersione R1 non è richiesto e il circuito assume la forma estremamente semplice mostrata in Fig. 2, b.
La possibilità di far funzionare un transistor ad effetto di campo con un gate pn sotto polarizzazione diretta, discussa sopra, può essere efficacemente utilizzata per costruire un'altra importante classe di dispositivi: i source follower. Nella fig. 3, e viene presentato un tradizionale circuito source follower basato sul transistor VT2. Lo svantaggio principale di questa unità sono i limiti relativamente ristretti della tensione di uscita. Il tradizionale inseguitore di emettitore (VT2, Fig. 3, b) è esente da questo inconveniente; inoltre, ha meno parti. Ma l'inseguitore dell'emettitore ha una resistenza di ingresso relativamente bassa: Rin = h21eRe (h21e è il coefficiente di trasferimento di corrente statico del transistor; Re è la resistenza del resistore nel circuito dell'emettitore). Tutte le contraddizioni notate vengono completamente eliminate quando il source follower è collegato direttamente, come mostrato in Fig. 3, c. Qui i vantaggi dei follower sorgente ed emettitore vengono combinati con successo. Questo circuito non ha trovato applicazione pratica, apparentemente perché è impossibile evitare la tensione di polarizzazione diretta al gate. Ma questo non è necessario, è sufficiente escludere il funzionamento del transistor nella regione della corrente di gate diretta (nella zona 3 in Fig. 1). Questo problema è risolto in modo abbastanza semplice, il che rende possibile l'utilizzo pratico di tale schema. La caratteristica di trasferimento del source follower è determinata dall'espressione generale: Uout=Uo+UinxKp, (2) dove Uo è la tensione di uscita iniziale a Uin=0; Kp è il coefficiente di trasmissione del follower di origine. Affinché il ripetitore funzioni nella zona della polarizzazione di chiusura del gate, è necessario che la condizione Uз <Uè (o Uin <Uout) sia soddisfatta per tutto l'intervallo di tensione di ingresso Uin=O...Upit. Caso limite - Uin = Uout = Upit. tuttavia è impossibile soddisfare questa condizione poiché a causa della caduta di tensione nel canale del transistor è sempre presente Uout <Upin. Pertanto, la modalità di polarizzazione diretta dell'otturatore è fondamentalmente inevitabile. In realtà i requisiti reali sono meno stringenti, poiché è sufficiente soddisfare una condizione più semplice: Uс Upit (Ri è la resistenza del resistore nel circuito source). Considerando la natura approssimativa del calcolo utilizzando questa formula, l'assenza di corrente di gate su Uz=Upit dovrebbe essere verificata durante la prototipazione del nodo con un microamperometro con una corrente di deflessione totale dell'ago non superiore a 100 μA. La tensione di uscita di tale source follower rientra nei limiti di Uo...(Upit-Usi).
Le dipendenze Uout=f(Uin) prese sperimentalmente a Upit=12V per i transistor KPZOSA e KPZOSE a diversi valori di resistenza Ri sono mostrate in Fig. 4. Come si può vedere dai grafici, è possibile garantire la linearità della caratteristica di trasferimento nell'intervallo da Uout (a Uin=0) a (Upit- -1) V. Per espandere questa sezione, dovresti prima di tutto ridurre Uo, per il quale è necessario utilizzare transistor con il valore minimo di Uotc, quindi selezionare la resistenza ottimale del resistore Ri (R2 nello schema di Fig. 3, c). L'asterisco nei grafici contrassegna i punti in cui la corrente Iz raggiunge il valore di 1 μA. Come esempio dell'applicazione pratica della modalità di amplificazione lineare descritta in Fig. 5 mostra uno schema di un mixer di segnale 3H a due canali; In generale, il numero di canali non è limitato da nulla e può essere qualsiasi cosa. La resistenza del resistore R3 è determinata dalla formula (1), in cui Iod n viene sostituito con Io, dove n è il numero di canali.
Nel dispositivo, è preferibile utilizzare transistor con valori vicini di Uots e Io (o Iod), tuttavia, una diffusione di questi parametri fino al 50...100% è abbastanza accettabile, poiché la differenza di guadagno tra i canali può essere facilmente compensato dai regolatori di ingresso R1, R5. È fondamentale verificare che nessuno dei canali entri nella modalità di limitazione dell'ampiezza all'interno dell'intervallo operativo della tensione di ingresso. Quando si utilizza un diodo al silicio, l'ampiezza consentita della semionda positiva al gate di ciascun transistor ad effetto di campo è di almeno 1 V. Quando un canale funziona con tensione di alimentazione Upit = 9 V, tensione di uscita Uout = 0,1 V (valore efficace), frequenza del segnale fс = 0,1 kHz, il guadagno del mixer è approssimativamente uguale a 3 e in termini di distorsione non lineare non è inferiore a quello costruito secondo i circuiti classici. Autore: A. Mezhlumyan, Mosca; Pubblicazione: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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