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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Generatore di segnale a bassa distorsione armonica. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Tecnologia di misurazione Le distorsioni non lineari dei segnali AF, che caratterizzano la qualità delle apparecchiature di registrazione e riproduzione del suono, sono generalmente valutate mediante distorsione armonica, che per i dispositivi di alta qualità non dovrebbe superare un valore di soglia approssimativo dello 0,1%. Per misurare distorsioni di questo livello, è necessario un generatore di segnale con un coefficiente armonico molte volte inferiore, pertanto, durante lo sviluppo del dispositivo proposto, l'attenzione principale è stata prestata alla riduzione delle distorsioni del segnale non lineare. Principali caratteristiche tecniche:
L'intervallo di frequenze generate dal dispositivo è diviso in quattro sottointervalli, in ciascuno dei quali la frequenza viene modificata da un doppio resistore variabile. La tensione di uscita può essere regolata in modo fluido e discreto con incrementi di 20 dB. Lo schema funzionale del generatore è mostrato in Fig. 1. La sua base è l'amplificatore a banda larga A1, il cui circuito di feedback positivo (POS) è formato dal filtro passa banda R1C1R2C2 (ponte di Vienna) e il circuito di feedback negativo (OSC) è formato da nodi ed elementi per stabilizzare l'ampiezza di la tensione di uscita R3, R4, U1, A2-A7.
Un filtro passa banda RC è simile ad un circuito oscillante parallelo e alla frequenza di quasi risonanza fp=1/2piRC (con R1=R2=R e C1=C2=C) fornisce un coefficiente di trasmissione massimo di 1/3, il più alto fattore di qualità e le migliori proprietà selettive. La frequenza di oscillazione può essere regolata mediante variazioni coordinate nella resistenza dei resistori R1 e R2 o nella capacità dei condensatori C1 e C2. Ovviamente, per l'autoeccitazione del generatore, il coefficiente di trasmissione dell'amplificatore A1, specificato dal circuito di retroazione, deve essere pari a tre. Con un guadagno così basso, utilizzando un feedback profondo, non è difficile ottenere un'ampia gamma di frequenze e un livello di distorsione dell'amplificatore stesso molto basso (meno dello 0,01%). Per ottenere un basso fattore di distorsione armonica del generatore, l'ampiezza della tensione di uscita deve essere stabilizzata ad un certo livello. Per fare ciò, l'amplificatore è coperto da un circuito di retroazione non lineare, in cui un termistore o un transistor ad effetto di campo è spesso incluso come attenuatore controllato. Tuttavia, nel primo caso è difficile ottenere in modo semplice il coefficiente armonico del generatore alle medie frequenze inferiore allo 0,05%, nel secondo - inferiore allo 0,1%, pertanto è stata prestata particolare attenzione alla riduzione della distorsione nell'ambiente controllato attenuatore. La tensione OOS fornita all'amplificatore A1 può essere rappresentata come la somma di due componenti: una costante, la cui ampiezza è sempre pari a 1/3 della tensione di uscita, e una variabile, la cui natura dell'inviluppo è determinata da le proprietà del circuito OOS e la gamma dipende da fattori destabilizzanti: parametri di deriva termica e temporale degli elementi, cambiamenti nel coefficiente di trasmissione del filtro nella gamma di frequenza, ecc. (l'ampiezza del secondo componente è inferiore di diversi ordini di grandezza rispetto al primo). Da qui l'idea di utilizzare un circuito OOS a due canali per ridurre la distorsione non lineare fornendo una componente costante all'ingresso invertente dell'amplificatore A1 attraverso un canale contenente solo elementi lineari (divisore R3R4 e sommatore A7), e una variabile componente attraverso il canale di stabilizzazione dell'ampiezza (U1, A2-A6), che genera un segnale di correzione, che viene sommato nel sommatore A7 con una componente costante. Il secondo canale funziona come segue. Il segnale di uscita dell'amplificatore A1 viene rettificato dal raddrizzatore U1 e la tensione rimossa da esso viene confrontata nell'integratore A2 con quella di riferimento, che imposta il livello delle oscillazioni di uscita. La differenza di tensione integrata pilota direttamente l'attenuatore A4 e l'attenuatore A5 attraverso l'invertitore A3. Nella modalità di funzionamento stazionario (stazionario) del generatore con i coefficienti di trasferimento del divisore R3R4 e del filtro pari a 1/3, la differenza nelle tensioni di ingresso, così come le tensioni di uscita dell'integratore A2 e del ripetitore A3 sono prossime allo zero . Pertanto, le ampiezze dei segnali alle uscite degli attenuatori A4 e A5 sono le stesse e anche la tensione di uscita dell'amplificatore differenziale A6 è prossima allo zero. In modalità non stazionaria, una variazione dell'ampiezza del segnale di uscita dell'amplificatore A1 provoca una deviazione della tensione raddrizzata in una direzione o nell'altra rispetto a quella di riferimento e, di conseguenza, le tensioni di uscita dell'integratore A2 e del ripetitore A3 . Sotto l'influenza di questi segnali di controllo, i coefficienti di trasmissione degli attenuatori A4 e A5 cambiano in direzioni opposte e all'uscita dell'amplificatore A6 appare una tensione sinusoidale, portando il generatore in modalità stazionaria. All'aumentare dell'ampiezza delle oscillazioni di uscita rispetto al valore stazionario, all'uscita dell'amplificatore A6 appare un segnale che è in fase con quello di uscita e quando diminuisce appare sfasato. L'uso di attenuatori controllati funzionanti con un piccolo segnale e la compensazione parziale dei prodotti di distorsione non lineare hanno permesso di ridurre significativamente il livello delle armoniche del generatore.
Schema schematico del dispositivo. Il suo amplificatore principale contiene due stadi di ingresso differenziali (VT1, VT2 e VT5, VT6), collegati in parallelo per il segnale amplificato. Grazie a ciò, l'amplificatore è simmetrico per entrambe le semionde della tensione alternata, il che riduce significativamente il livello delle armoniche pari, in particolare la seconda componente più grande dello spettro del segnale nella maggior parte degli oscillatori RC di alta qualità. Un'altra caratteristica dell'amplificatore è la bassa corrente che scorre attraverso i resistori R39, R32.2 e R40 collegati alle basi dei transistor degli stadi differenziali. È uguale alla differenza nelle correnti di base, quindi selezionando transistor con coefficienti di trasferimento di corrente simili h21e può essere significativamente ridotto. Di conseguenza, è risultato possibile ridurre i requisiti per la consistenza delle sezioni del doppio resistore variabile R32 e collegare la sua prima sezione (R32.1) direttamente alle basi dei transistor VT1, VT5 (senza condensatore di isolamento). Per ridurre il rumore dell'amplificatore, si sceglie che la corrente di riposo degli stadi differenziali sia relativamente piccola (circa 100 μA). I segnali provenienti dai collettori dei transistor VT1 e VT5 vengono forniti a un amplificatore di tensione simmetrico realizzato sui transistor VT7, VT9 e VT8, VT10. Per ridurre la non linearità, è coperto da OOS locale (resistori R13 e R15), che riduce il suo coefficiente di trasmissione a 8...12. I resistori R19, R20 creano condizioni vicine alla modalità di sorgente di tensione per lo stadio di uscita sui transistor compositi VT12VT14 e VT13VT15, il che aiuta anche ad aumentare la linearità dell'amplificatore. La corrente di riposo di questo stadio è impostata dal resistore di regolazione R16. Per un funzionamento stabile con un'elevata profondità di feedback e un'ampia larghezza di banda, l'amplificatore è dotato di correzione di frequenza mediante circuiti R1C1 e R11C2 collegati in parallelo con i resistori di carico (R2 e R10) degli stadi differenziali. La frequenza di taglio dell'amplificatore con retroazione ad anello aperto, impostata da questi circuiti, è compresa tra 20 e 25 kHz. Come risultato dell'accoppiamento della risposta in frequenza dell'amplificatore non corretto e dei circuiti di correzione, la sezione della caratteristica con una pendenza di 6 dB per ottava è diventata più estesa. La frequenza di taglio dell'amplificatore di tensione è dell'ordine di diversi megahertz. Inoltre, per aumentare il margine di stabilità dell'intero amplificatore, nel circuito OOS è incluso un collegamento di forzatura C19R69. Il segnale di uscita dell'amplificatore passa attraverso un ripetitore sul transistor VT16, viene raddrizzato dal diodo VD6 e va all'integratore realizzato sull'amplificatore operazionale DA1. La tensione di riferimento è fornita dal resistore trimmer R35. Dall'uscita dell'amplificatore operazionale, una tensione pari al risultato dell'integrazione della differenza dei segnali indicati agisce sul gate del transistor VT17.1 e, attraverso il follower invertente sull'amplificatore operazionale DA2, sul gate del transistor VT17.2 .52. Insieme ai resistori R55-R49, questi transistor formano attenuatori controllati. La non linearità delle caratteristiche dei transistor è ridotta dai circuiti OOS costituiti da resistori R50, R56 e R57, R20. È stato stabilito sperimentalmente che per ottenere i migliori risultati, la tensione costante sui gate dei transistor ad effetto di campo dovrebbe essere compresa tra il 50...2% della tensione di interruzione e la resistenza dei resistori nei circuiti OOS dovrebbe essere molto maggiore della resistenza dei loro canali. Ciò viene preso in considerazione negli attenuatori descritti e la tensione all'ingresso invertente dell'amplificatore operazionale DA33 può essere regolata mediante il resistore di regolazione RXNUMX per impostare il miglior rapporto di tensioni che controllano gli attenuatori in modalità stazionaria. La differenza nei segnali di uscita degli attenuatori è amplificata da un amplificatore differenziale sull'amplificatore operazionale DA4 e, attraverso un sommatore di tensione OOS realizzato sui resistori R66-R68, R70-R72, R40, influenza l'ingresso invertente dell'amplificatore principale. Il coefficiente di trasmissione del circuito OOS, vicino a 1/3, è impostato con resistori di trimming R68, R70-R72 in ciascun sottointervallo separatamente. La regolazione della frequenza, la commutazione delle sottobande e i fattori destabilizzanti causano cambiamenti nella tensione di uscita, che è accompagnata da processi che ripristinano il livello precedente. Ad esempio, all'aumentare del segnale di uscita, la tensione all'uscita del raddrizzatore (VD6) aumenta e, quindi, la tensione di controllo al gate del transistor VT17.1 diminuisce e al gate del transistor VT17.2 aumenta. Per questo motivo, il guadagno degli attenuatori cambia in direzioni opposte e l'ampiezza del segnale di uscita di modo comune dell'amplificatore sull'amplificatore operazionale DA4 aumenta e il guadagno dell'amplificatore principale diminuisce. Di conseguenza, l'ampiezza del segnale di uscita del generatore e la tensione raddrizzata all'ingresso invertente dell'amplificatore operazionale DA1 ritornano al valore stazionario precedente. La tensione di uscita del generatore viene misurata da un voltmetro CA sull'amplificatore operazionale DA3. Il microamperometro PA1 è incluso nella diagonale del ponte raddrizzatore VD7--VD10 nel circuito OOS che circonda l'amplificatore operazionale. La tensione di uscita del generatore è impostata con un resistore variabile R26 e un attenuatore a gradino costituito da un partitore resistivo R27-R30 e un interruttore SA2. Il generatore è alimentato da una sorgente stabilizzata bipolare. La corrente consumata da esso è inferiore a 100 mA. Dettagli e design. Il dispositivo utilizza principalmente resistori MLT con una deviazione di resistenza consentita dal valore nominale di ±5 e ±10%. I resistori R31, R39 e R27-R30 sono selezionati con una precisione di ±0,5...1%. Resistenze trimmer: SP3-44, SP3-27 o SP3-16. Per regolare la frequenza, viene utilizzato un resistore variabile PTP a doppio filo avvolto, ma ciò non esclude l'uso di resistori di altro tipo con una resistenza di 2...50 kOhm (con una corrispondente variazione della capacità dei condensatori C8- C15). Per facilitare la messa a punto del generatore ed ottenere il coefficiente armonico indicato all'inizio dell'articolo, lo squilibrio delle sezioni della resistenza R32 non deve superare il 2..3%. Condensatori C1, C2, C4, C5, C7, C19 - KM4 o KM5; C3, C6-K50-6; C16-C18-K50-3; C8-C15-K73, K76, MBM. Per ridurre l'errore di impostazione della frequenza nelle sottobande, la capacità di queste ultime deve essere selezionata con una precisione non inferiore all'1...2%. I valori di capacità indicati nello schema si ottengono collegando due condensatori in parallelo (ad esempio C8, C12 sono costituiti da condensatori con capacità di 3,3 e 0,68 μF). I diodi KD521A possono essere sostituiti con KD522A, KD522B, KD509A, KD510A e il diodo zener KS162A può essere sostituito con KS156A. I coefficienti di trasferimento di corrente statico h21e dei transistor VT1, VT2, VT5, VT6 non dovrebbero differire di oltre il 20% e dei transistor VT7-VT10 - del 30%. Per i transistor VT1-VT6 questi coefficienti dovrebbero essere compresi tra 150...250, VT7-VT10 - entro 100...200, VT12-VT15 - 80...200. Al posto di quelli indicati nello schema è possibile utilizzare i transistor delle serie KT315 (VT1-VT3, VT10-VT12, VT14) e KT361 (VT4-VT7, VT9, VT13, VT15), invece di assemblare KPS104V - KPS104E, così come i transistor KP303V - KP303E con tensioni di interruzione che differiscono non più del 30%. L'unità organizzativa K140UD7 può essere sostituita con K140UD8A, K140UD8B, K140UD6. Il dispositivo contiene un microamperometro M261M con una corrente di deviazione totale di 100 μA e una resistenza del telaio di circa 800 Ohm. Interruttori SA1, SA2 - PG3, presa XS1 - CP50-73. La maggior parte degli elementi del generatore sono posizionati su un circuito stampato in fibra di vetro di 2 mm di spessore. Il resistore R25 è saldato ai terminali del regolatore di livello R26, i resistori divisori R27-R30 sono saldati ai terminali dell'interruttore SA1. I condensatori C8-C15, C19 e i resistori R31, R39, R67-R72, R40 sono montati su un circuito stampato aggiuntivo installato accanto al doppio resistore variabile R32 (poiché le dimensioni e lo schema dei conduttori del circuito stampato dipendono dalle dimensioni di i condensatori, il suo disegno non è riportato). Il resistore R60 e il condensatore C17 sono montati sui terminali del microamperometro PA1.
La configurazione del dispositivo inizia con la misurazione delle tensioni sulle uscite dell'alimentatore stabilizzato, che dovrebbero rientrare nell'intervallo ±14,5...16 V. Successivamente, uno dei terminali del resistore R66 viene temporaneamente dissaldato e il funzionamento la modalità dell'amplificatore viene controllata per la corrente continua. La caduta di tensione sui resistori R2, R10 deve essere compresa tra 2,3...2,7 V, sui resistori R12, R14 - 1,7...2,1 V e su R13, R15 - 1,1...1,5 V. Il resistore trimmer R16 imposta il livello di riposo corrente dello stadio di uscita a 1,5...2,5 mA. La tensione costante all'uscita dell'amplificatore non deve essere superiore a ±10 mV. Se necessario, ciò può essere ottenuto deviando la resistenza R5 o R6 con una resistenza aggiuntiva ad alta resistenza (15...150 kOhm). Quindi assicurarsi che non vi sia autoeccitazione parassita dell'amplificatore. Se lo è, aumentare la capacità dei condensatori di correzione C1, C2 e selezionare gli elementi del circuito di forzatura R69C19. Successivamente, gli amplificatori operazionali DA1, DA2, DA4 sono bilanciati, il terminale del resistore R66 è saldato e gli slider dei resistori R32, R33, R35, R37 sono impostati sulla posizione centrale e l'interruttore SA1 è impostato su Posizione “x10” (100...1000 Hz). Regolando i resistori R70 e R35, la generazione avviene in questo sottointervallo; il resistore R35 imposta la tensione di uscita massima di 5 V. Successivamente, collega l'ingresso di sincronizzazione dell'oscilloscopio all'uscita del generatore e controlla la forma del segnale all'uscita dell'amplificatore operazionale DA4. I resistori trimmer R70 e R33 raggiungono l'ampiezza più piccola possibile di questo segnale e chiudono le tensioni di controllo sulle porte dei transistor VT17 (sono misurate con un voltmetro con ingresso ad alta resistenza), che dovrebbe essere entro l'intervallo di -0,4... -1,6 V. La generazione stabile e le ampiezze più basse del segnale non distorto all'uscita dell'amplificatore operazionale DA4 nei restanti sottointervalli si ottengono utilizzando i resistori di regolazione R68, R71, R72. Se l'ampiezza della frequenza del segnale non è sufficientemente stabile, la resistenza del resistore R44 viene aumentata. Le oscillazioni a bassa frequenza (0,1...1 Hz) che si verificano per stabilizzare l'ampiezza vengono eliminate collegando un resistore con una resistenza di diversi kiloohm in serie al condensatore C16. La scala viene calibrata e il fattore di variazione della frequenza viene controllato quando si cambiano i sottointervalli utilizzando un frequenzimetro digitale. L'impostazione di un voltmetro sull'amplificatore operazionale DA3 si riduce all'impostazione della sensibilità richiesta selezionando il resistore R59. L'irregolarità del coefficiente di trasmissione del voltmetro nella banda di frequenza 10...105 Hz non deve superare l'1%. Autore: N. Shiyanov
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