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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Miscelatore controonda in quadratura. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore In una serie di casi pratici di progettazione di apparecchiature radio, sono richiesti convertitori di frequenza che forniscano due segnali in quadratura in uscita. Sono ampiamente utilizzati nei condizionatori di segnale a banda laterale singola per le strutture di comunicazione, nei dispositivi di ricezione sincrona (ricevitori a conversione diretta) e nelle apparecchiature di elaborazione digitale. L'autore di questa pubblicazione offre un altro modo per costruire facilmente un mixer in quadratura. Per una descrizione completa del segnale radio è necessario impostare due dei suoi parametri: l'ampiezza attuale A e la fase attuale Ψ. Sul piano complesso, il segnale è rappresentato dal vettore A, ruotato di un angolo Ψ (Fig. 1).
Tuttavia, la rappresentazione pratica di tali parametri eterogenei sotto forma di grandezze elettriche è estremamente scomoda. Molto meglio utilizzare le proiezioni del vettore del segnale sull'asse reale I = A cosΨ e sull'asse immaginario Q = A sinΨ. Questi parametri sono omogenei e vengono visualizzati da tensioni CC (ma che cambiano con la modulazione) corrente quando convertite a frequenza zero o tensioni CA quando Ψ = ωt + φ. Da I e Q conosciuti si possono sempre ricavare A e Ψ: A2 = I2 + Q2, Ψ = arctg(Q/l). Designazioni di segnale accettate nella letteratura straniera: I - in fase e Q - quadratura. La tecnica tradizionale per la costruzione di convertitori in quadratura prevede l'uso di uno sfasatore ad alta frequenza (HF) installato nel circuito per fornire una tensione eterodina ai mixer (Fig. 2a). Alle uscite dei mixer si formano segnali di frequenza differenziali e poiché le fasi dei segnali vengono trasformate allo stesso modo delle frequenze, questi segnali avranno uno sfasamento relativo π/2. A volte, ad esempio, nei convertitori reversibili a banda laterale singola, al fine di preservare la banda laterale allocata, viene installato un convertitore ad alta frequenza nel circuito del segnale (Fig. 2b).
Sfasatori ad alta frequenza secondo fig. 2, ma è conveniente eseguire su microcircuiti digitali contemporaneamente dividendo la frequenza dell'oscillatore locale per 4, ma la gamma di frequenze degli sfasatori digitali è limitata a decine di megahertz. La gamma di sfasatori realizzati su elementi LCR discreti non è molto più ampia, poiché alle alte frequenze l'influenza delle induttanze parassite e delle capacità di montaggio e di altri elementi del circuito inizia a influenzare fortemente. In ogni caso, non è possibile eseguire uno sfasatore su elementi discreti senza elementi di sintonia. La tendenza generale nel passaggio alle alte frequenze è l'uso di circuiti con parametri distribuiti, in particolare linee lunghe. Lo sfasatore RF può essere eseguito anche su una linea con lunghezza elettrica a/4. In pratica, è più conveniente prendere una linea con una lunghezza di soli λ / 8 e indirizzare i segnali RF dall'ingresso e dall'oscillatore locale l'uno verso l'altro, come mostrato in Fig. 3.
Lo sfasamento relativo dei segnali agli ingressi dei mixer sarà di appena π/2. che è richiesto. Ma allo stesso tempo sono necessari mixer, in cui sia il segnale che l'oscillatore locale vengono inviati allo stesso ingresso, ad es. i miscelatori bilanciati convenzionali non sono adatti qui. Ma il mixer su diodi controparalleli, proposto dall'autore più di 20 anni fa, è la soluzione migliore! In esso, la frequenza dell'oscillatore locale è metà della frequenza del segnale e la conversione avviene secondo la legge F \u2d 2fl, - fc o F \u16d Ic - XNUMXfl. La lunghezza della linea alla frequenza dell'oscillatore locale è solo λ/XNUMX, ma poiché la fase dell'oscillatore locale, così come la frequenza, raddoppia durante la conversione, i segnali di quadratura si formano ancora alle uscite dei mixer. Nell'implementazione pratica di un mixer ad onda contropropagante in quadratura, è consigliabile (ma non necessario) utilizzare la modalità dell'onda viaggiante nella linea. A tal fine le impedenze di ingresso dei mixer con impedenze di uscita delle sorgenti di segnale collegate in parallelo devono essere uguali all'impedenza caratteristica della linea. Le capacità di ingresso e di uscita devono essere compensate collegando gli induttori in parallelo o in altro modo. La linea può essere realizzata sotto forma di spezzone di cavo coassiale, sotto forma di linea stampata in microstriscia, oppure su elementi concentrati. Come esempio di implementazione pratica del mixer di fig. 4 mostra uno schema pratico della parte di ingresso di un ricevitore eterodina sperimentale alla frequenza di 46 MHz. Il circuito di ingresso è formato dagli elementi L1C1 e l'UFC è assemblato secondo il circuito source follower su un transistor ad effetto di campo VT1. Lo stadio buffer dell'oscillatore locale sul transistor VT3 è realizzato esattamente secondo lo stesso schema. L'oscillatore locale del ricevitore è realizzato secondo lo schema di un circuito capacitivo da tre tonnellate su un transistor bipolare VT2 utilizzando un risonatore al quarzo a una frequenza di 23 MHz. Nel circuito di alimentazione dell'oscillatore locale è installato un resistore di sintonia R6, che consente di selezionare il livello del segnale dell'oscillatore locale sui diodi del mixer per ottenere il massimo coefficiente di trasferimento.
Attraverso le capacità di separazione C3 e C8, i segnali RF vengono inviati alle estremità della linea con i mixer collegati ad essi sui diodi VD1-VD4. La linea stessa, a causa della frequenza non troppo elevata, è realizzata sotto forma di un collegamento a forma di U di un filtro passa-basso su elementi concentrati L2C9C10. La frequenza di taglio del collegamento è molto più alta della frequenza del segnale, quindi introduce solo uno sfasamento, non un'attenuazione dei segnali RF. Le capacità di uscita dei follower della sorgente e le capacità di ingresso dei mixer vengono prese in considerazione quando si imposta la corrispondente regolazione delle capacità del collegamento mediante i condensatori trimmer C9 e C10. I condensatori C11 e C12 filtrano i componenti ad alta frequenza alle uscite del mixer e limitano la larghezza di banda audio. La bobina L1 contiene 7 spire di filo PEL 0,5 ed è realizzata su telaio di diametro 5 mm con trimmer di magnetite. la bobina di linea L2 è avvolta su un anello ad alta frequenza con un diametro esterno di 9 mm (una guancia del circuito magnetico SB-9) e contiene 8 spire di filo PEL 0,25. L'induttore L3 è necessario solo per chiudere il circuito del mixer per corrente continua, la sua induttanza non è critica. L'impostazione del dispositivo si riduce all'impostazione del circuito di ingresso e all'impostazione del livello di tensione eterodina sul segnale massimo in uscita e alla regolazione dello sfasamento nei canali. A tale scopo, i segnali I e Q vengono forniti dopo opportuna amplificazione (l'autore ha utilizzato un doppio amplificatore operazionale K157UD2). agli ingressi X e Y dell'oscilloscopio. Impostando lo stesso guadagno per i canali, regolando i condensatori C9 e C10, si ottiene il cerchio corretto sullo schermo. Il dispositivo descritto forniva una sensibilità limitata al rumore di diversi microvolt (non era stabilito il compito di ottenere la massima sensibilità) e l'accuratezza dello sfasamento dei segnali alle uscite era migliore di pochi gradi, in ogni caso la forma di la figura sullo schermo dell'oscilloscopio era indistinguibile da un cerchio nell'intera gamma di frequenze di battimento dalla corrente continua fino a diversi kilohertz. Autore: V.Polyakov, Mosca
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