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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA VCO a banda stretta a due canali per la regolazione della risposta in frequenza dei filtri al quarzo. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore Quando si controllano e si impostano percorsi IF con filtri al quarzo o singoli filtri al quarzo, la maggior parte dei radioamatori ha problemi su dove ottenere un segnale di prova. Non è sempre possibile misurare indirettamente i parametri utilizzando i mixer del ricevitore. Non tutti i generatori di misurazione multifunzionali di precisione disponibili e relativamente economici coprono la gamma di frequenza di 30...90 MHz, oppure la stabilità dei generatori RF convenzionali (con una funzione di frequenza di frequenza) non consentirà una misurazione e una regolazione accurate delle caratteristiche del quarzo filtri. Ma il più delle volte tali apparecchiature semplicemente non sono disponibili ed è irragionevole acquistare un generatore costoso solo per questo lavoro. Questo articolo descrive un oscillatore controllato in tensione (VCO) a due canali con un intervallo di sintonia piccolo (diverse decine di kilohertz), una frequenza centrale di 2...90 MHz, una resistenza di uscita di 50 Ohm e un segnale di uscita con un picco intervallo da -a picco di 100...300 mV. Il dispositivo è progettato per funzionare come parte di un misuratore di risposta in frequenza invece che come misuratore di risposta in frequenza e può anche funzionare insieme a un altro generatore di segnale a dente di sega. Per ottenere un funzionamento stabile del VCO, sono stati utilizzati risonatori ceramici economici e accessibili come elementi di regolazione della frequenza per frequenze di 2...12 MHz e un'ulteriore moltiplicazione della frequenza. Naturalmente, una moderna base di elementi consentirebbe di risolvere lo stesso problema utilizzando generatori DDS o generatori con PLL (con un microcontrollore e il software corrispondente), ma la complessità di un tale dispositivo supererebbe la complessità dell'apparecchiatura da testare. Pertanto, l'obiettivo era creare un generatore semplice utilizzando gli elementi disponibili e non doversi occupare della produzione di induttori, e anche configurare il dispositivo utilizzando semplici strumenti di misura. Il dispositivo è suddiviso in unità funzionali separate che possono essere montate o meno, a seconda delle esigenze del proprietario. Ad esempio, se si dispone di un generatore DDS multifunzionale, non è possibile assemblare i generatori e utilizzare solo moltiplicatori di frequenza e il filtro principale per raggiungere la frequenza finale. Per evitare un funzionamento instabile, consiglio di utilizzare esclusivamente microcircuiti CMOS della serie 74ACxx nella parte ad alta frequenza. La scheda del dispositivo (Fig. 1) con dimensioni di 100x160 mm è progettata in modo tale da poter essere realizzata su un lato (il lato superiore su cui si trovano tutti gli elementi tranne i cavi del ponticello) o su due lati se si prevede di utilizzare il dispositivo a frequenze superiori a 25 MHz. La numerazione degli elementi sullo schema elettrico e sulla scheda inizia dal numero assegnato al nodo in cui sono compresi. Nella fig. La Figura 2 mostra l'installazione degli elementi su una versione unilaterale del pannello. In questo caso, i pin del microcircuito nella confezione DIP sono saldati dal lato dei conduttori stampati, il che richiede particolare attenzione.
I risonatori ceramici hanno una buona stabilità di frequenza a breve termine, che consente di utilizzare il loro segnale per impostare filtri al quarzo e misurare in modo affidabile le loro pendenze ripide. L'intervallo di interrisonanza di tali risonatori è un ordine di grandezza maggiore di quello del quarzo. Possono essere introdotti senza problemi in frequenza del +0,3...-2% del valore nominale. Nella tabella La Figura 1 mostra i parametri principali dei risonatori piezoceramici acquistati nel 2015 in Russia e il loro intervallo di sintonizzazione della frequenza nel caso di costruzione di un generatore basato sugli elementi logici del microcircuito 74AC86. Tabella 1
1) P - risonatori della serie ZTA, PC - risonatori della serie ZTT (con condensatori incorporati), D - discriminatore (per l'uso in rilevatori FM). 2) Con due condensatori da 280pF. 3) Con due condensatori da 20pF. I risuonatori ceramici per frequenze più alte (più di 13 MHz) sono ovviamente prodotti utilizzando una tecnologia diversa e la loro gamma di sintonizzazione della frequenza è molto ridotta. I risonatori della serie ZTT hanno condensatori incorporati, quindi è molto più difficile sintonizzarli in frequenza e non è sempre possibile ottenere la frequenza nominale. Nella tabella 2 mostra i valori di frequenza IF più comuni in vari dispositivi di ricezione radio (RPU) e ricetrasmettitori, nonché le opzioni per generare queste frequenze utilizzando risonatori ceramici. L'analisi dei coefficienti di moltiplicazione o divisione richiesti rivelerà la necessità di utilizzare la moltiplicazione per due per espandere il numero di opzioni possibili e garantire la qualità del segnale. Tabella 2
Per comprendere il funzionamento dei moltiplicatori di frequenza proposti, presenterò brevemente i parametri importanti degli spettri dei segnali di uscita degli elementi logici CMOS della serie 74AC. Questi elementi ad alta velocità funzionano con una tensione di alimentazione di 2...6 V e, senza carico capacitivo, il tempo minimo di salita degli impulsi di uscita è di 1 ns, il che rende possibile ottenere componenti spettrali significative fino ad una frequenza di 250 MHz. Allo stesso tempo, la resistenza di uscita degli elementi è di circa 25 Ohm, il che rende più facile ottenere energia significativa da componenti armoniche più elevate. La caratteristica di trasferimento degli elementi logici di questa serie è simmetrica e lo stadio di uscita ha la stessa capacità di carico e velocità di commutazione per la corrente di dispersione e di abbassamento. Pertanto, il segnale di uscita degli elementi logici e dei flip-flop della serie 74ACxx fino a frequenze di 30 MHz può essere considerato ideale e tutte le leggi della matematica relative agli spettri dei segnali pulsati possono essere applicate nella pratica con elevata precisione. Segnale rettangolare con la stessa durata dell'impulso tи e fa una pausa tп il cosiddetto meandro (fattore di dovere Q = T/tи = 2, dove T è il periodo di ripetizione dell'impulso T = tи+tп, ma a volte si usa il termine “fattore di riempimento”, l’inverso del duty cycle K = 1/Q), contiene nello spettro, oltre alla prima armonica (F1 = 1/T - frequenza fondamentale), anche armoniche dispari (2n+ 1)F1, dove n = 1, 2, 3.... In pratica la soppressione delle armoniche pari può raggiungere i 40 dB senza l'uso di accorgimenti particolari, e per ottenere una soppressione fino a 60 dB è necessario garantire stabilità a lungo termine dei parametri degli elementi utilizzando OOS e con un'ulteriore attenta regolazione. L'esperienza ha dimostrato che i divisori di frequenza in due (flip-flop D e flip-flop JK della serie 74ACxx, nonché il divisore di frequenza 74AC4040) a frequenze fino a 4 MHz forniscono tale soppressione fino a 60 dB. Ad una frequenza di uscita di 30 MHz diminuisce a 30 dB e a frequenze superiori a 100 MHz non vi è alcuna soppressione pronunciata delle armoniche pari. L'onda quadra è quindi di particolare importanza nei moltiplicatori di frequenza a causa della relativa purezza dello spettro, che semplifica i filtri successivi. Per questo motivo il dispositivo proposto prevede elementi per la regolazione della simmetria del segnale. Le caratteristiche di uscita quasi ideali degli elementi della serie 74ACxx consentono, senza l'uso di un analizzatore di spettro con elementi di regolazione, di ottenere la forma del segnale desiderata misurando la tensione CC media in uscita. La soppressione delle armoniche pari fino a 40...50 dB a frequenze fino a 20 MHz si ottiene senza problemi. Il ciclo di lavoro (fattore di lavoro) del segnale di uscita può essere misurato utilizzando un multimetro digitale in modalità di misurazione della tensione CC (RRin ≥ 10 MOhm), senza modificare il limite di misura (Fig. 3). Innanzitutto, il multimetro viene calibrato, per questo viene collegato tramite un resistore con una resistenza di 33...100 kOhm alle linee di alimentazione (direttamente ai terminali corrispondenti del microcircuito). Poiché la resistenza di ingresso del multimetro è 10 MOhm, le sue letture (Uк) sarà inferiore dello 0,3...1% rispetto alla tensione di alimentazione. Il resistore, insieme a tutte le capacità dei fili e all'ingresso del multimetro, forma un filtro passa-basso per il segnale ad alta frequenza. Se all'uscita dell'elemento logico è presente un segnale a impulsi con Q = 2, il multimetro indicherà UO = 0,5 Uк. Nella fig. La Figura 4 mostra lo spettro del segnale all'uscita del generatore del microcircuito 74AC86 senza particolari misure di bilanciamento; la soppressione della seconda armonica rispetto alla prima è di circa 36 dB. Questo non è molto utile per lavorare con i moltiplicatori di frequenza.
Se la simmetria del segnale di uscita viene interrotta, altre componenti spettrali possono essere soppresse. Ad esempio, quando Q = 3 (Fig. 5), le armoniche multiple di tre vengono soppresse nel segnale di uscita (Fig. 6). La definizione di questa modalità viene eseguita anche utilizzando un multimetro, è sufficiente ottenere la tensione media UO = 0,333 Uк (o 0,666Uк). Questa opzione è particolarmente interessante se devi moltiplicare per due o quattro. Ad armoniche più elevate, il costo dei filtri rende già difficile l'applicazione pratica di questa opzione.
Pertanto, l'onda quadra è ideale per ottenere armoniche dispari del segnale, fino alla settima. Quelli più alti sono già molto attenuati e la loro estrazione richiederebbe filtri e amplificatori complessi. La seconda e la quarta armonica si ottengono meglio con un duty cycle del segnale di uscita Q = 3. Se nello spettro sono necessarie tutte le armoniche vicine, è necessario impostare Q = 2,41 (K = 41,5%). C'è una nota importante qui. A volte capita che l'interferenza proveniente dall'oscillatore locale o dal sistema PLL del microcontrollore “vaghi” nel ricevitore. Selezionando abilmente il ciclo di lavoro del segnale di clock, è possibile sopprimere alcune armoniche interferenti. Ma in generale, il fondo complessivo delle armoniche del segnale di clock può essere ridotto se per impostazione predefinita il suo ciclo di lavoro è impostato esattamente su Q = 2. Il dispositivo proposto utilizza principalmente elementi logici CMOS operanti in modalità lineare. Per questo, viene utilizzata la modalità inverter (se l'elemento è a due ingressi, il secondo ingresso è collegato a un filo comune o linea di alimentazione) e viene introdotto il feedback CC (Fig. 7) per mantenere il punto di funzionamento al centro del caratteristica di trasferimento. Il resistore R3 fornisce OOS e con l'aiuto dei resistori R1 e R2 è possibile spostare la posizione del punto operativo sulla caratteristica di trasferimento. Questo circuito permette anche di bilanciare gli elementi logici della serie 74xCTxx, che hanno una soglia di commutazione di circa 1,2 V (con una tensione di alimentazione di 3,3 V). Il criterio per una corretta impostazione è impostare la tensione di uscita al 50% dell'alimentazione. La resistenza del resistore R2 viene scelta quanto più grande possibile in modo che abbia meno influenza sui circuiti del segnale di ingresso.
La pendenza della caratteristica di trasferimento corrisponde ad un guadagno di tensione di 30...40 dB. Pertanto, un segnale di ingresso con una tensione di diverse decine di millivolt porta già ad una variazione dell'uscita da zero al massimo. Per ridurre il rumore durante il passaggio da uno stato all'altro, è necessario fornire all'ingresso una certa velocità di risposta del segnale (per la serie 74ACxx - circa 125 mV/ns). In questo caso esiste una frequenza limite inferiore alla quale non si verificano rumori di disturbo o autoeccitazione durante il passaggio attraverso la sezione attiva della caratteristica. Se all'ingresso della porta logica è abilitato un circuito LC parallelo, è possibile fornire segnali di ingresso a frequenza più bassa senza causare rumore. Con una tensione di alimentazione di 3,3 V alla frequenza di 3 MHz, l'oscillazione minima della tensione è di 0,5...1 V. Per funzionare a frequenze più basse è necessario utilizzare elementi logici delle serie 74HCxx, MM74Cxx, 40xx. Sulla base dell'elemento EXCLUSIVE OR (chip 74AC86), puoi facilmente creare un moltiplicatore di frequenza per due se il segnale viene applicato direttamente a un ingresso, all'altro ingresso attraverso una linea di ritardo basata su un circuito RC (Fig. 8). Se la costante di tempo del circuito RC (τ) è significativamente inferiore al periodo di ripetizione degli impulsi T, otterremo brevi impulsi in uscita ad ogni caduta di tensione in ingresso, cioè il numero di impulsi (e quindi la loro frequenza) sarà raddoppiato. All'aumentare del ritardo (costante di tempo del circuito RC) sul condensatore C1, il segnale diventa triangolare e la sua ampiezza diminuisce, quindi la precisione di commutazione diminuisce e la qualità del segnale si deteriora: i fronti “galleggiano” con il rumore. Tale moltiplicatore opera stabilmente a τ < 0,2T. Per lui è molto importante che t1 = t2. In questo caso, il segnale di ingresso è un'onda quadra (Q = 2), quindi all'uscita del moltiplicatore il segnale con la frequenza di ingresso verrà soppresso (fino a 40 dB).
Lo spettro del segnale in uscita risulterà ancora più pulito nel caso di Q = 3 (Fig. 9). In questo caso, il moltiplicatore “produrrà” armoniche in uscita a frequenze di 2F1, 4F1, 8F1, 10F1, 14F1, 16F1 eccetera.). Solo le armoniche a 2F hanno importanza pratica1 e 4F1, e la soppressione delle armoniche con frequenze F1, 3F1, 5F1 e 6F1 aiuta. Con questa impostazione l'uscita dovrebbe essere UO = 0,333 Uк.
Se il compito del VCO è generare un segnale per impostare un filtro a cristallo, allora potrebbe sorgere la domanda: non è sufficiente fornire un segnale a impulsi dall'uscita dell'elemento logico direttamente al filtro a cristallo (tramite un attenuatore di adattamento resistivo) ? Dopotutto, il filtro stesso sopprimerà le altre armoniche. In alcuni casi questo è possibile, ma il "parassita" più grande e imprevedibile è l'alta potenza fondamentale. Può facilmente bypassare il filtro e causare un elevato livello di segnale di fondo nel rilevatore a banda larga. Anche l'energia totale delle armoniche rimanenti è grande e le conseguenze sono le stesse. Inoltre, molti filtri a cristallo ad alta frequenza funzionano ad armoniche (principalmente la terza) e allo stesso tempo hanno canali di trasmissione parassiti vicino alla frequenza fondamentale, attraverso i quali il segnale di prova può penetrare e causare una distorsione della risposta in frequenza sullo schermo, che di fatto non è qui. Pertanto, consiglio di non abbandonare il filtro all'uscita del moltiplicatore di frequenza: questo è uno degli elementi più importanti che alla fine determinerà la qualità del lavoro sull'RPU. Ad esempio nella Fig. La Figura 10 mostra lo spettro del segnale (vedi Fig. 4) dopo che passa attraverso un filtro LC a doppio circuito. La settima armonica rimane in uscita (55846 kHz), la quinta viene soppressa di 30 dB e quella principale viene soppressa di oltre 42 dB, quindi interferiranno poco con misurazioni di alta qualità.
Lo schema a blocchi del generatore di misura è mostrato in Fig. 11. Il circuito fornisce due generatori (G1, G2) dello stesso design per espandere la funzionalità del dispositivo. Dopo di loro, la moltiplicazione della frequenza intermedia avviene nel moltiplicatore-divisore di frequenza U1 o nel moltiplicatore di frequenza U2. Il fattore di moltiplicazione è uno, due, tre o quattro. Inoltre, nel moltiplicatore-divisore di frequenza U1, la frequenza del segnale può essere divisa per due o quattro prima di moltiplicarsi. Nel mixer, all'uscita dell'elemento DD1 e dopo il filtro passa basso Z3 (frequenza di taglio - 100 kHz), viene generato un segnale alla frequenza F = |n1Fgong1 - N2Fgong2|. Il mixer lavora anche sulle armoniche.
Il modulatore contiene gli elementi DD2, DD3, Z1 e Z2, che formano il ciclo di lavoro del segnale necessario per l'ultimo stadio di moltiplicazione. Con ciclo di lavoro Q = 2 gli elementi Z1 e Z2 non sono necessari. DD4 e DD5 funzionano come amplificatori buffer, inoltre possono essere modulati a impulsi. Il generatore G3 genera brevi impulsi per simulare il rumore impulsivo, viene attivato da un livello elevato del segnale SPON. Se la sua frequenza viene ridotta di 100...1000 volte (aumentando la capacità dei condensatori corrispondenti), la dinamica dell'AGC o del soppressore di rumore può essere regolata nell'RPU. Utilizzando i filtri Z4 e Z5, l'armonica desiderata viene isolata e gli amplificatori A2 e A3 forniscono ai segnali il livello richiesto. All'uscita GEN-3 è possibile creare un segnale combinato utilizzando i ponticelli S1 e S2. L'alimentatore (PSU) fornisce una tensione di 3,3 V ai componenti del dispositivo ed è presente anche un'uscita di tensione di +3,9 V per alimentare le apparecchiature a basso consumo in fase di test (radio TECSUN, DEGEN, ecc.). Tensione di +5 V da USB può essere alimentato dalla porta di ingresso dell'alimentatore o dal caricabatterie di un telefono cellulare, nonché da un'alimentazione di rete non stabilizzata con una tensione di uscita di 5...15 V. La corrente consumata dal dispositivo dipende dalla frequenza del generatori e non supera i 70 mA quando completamente equipaggiati. oscillatori principali Il circuito VCO per la versione con frequenze di uscita di 55845 e 34785 kHz è mostrato in Fig. 12. A differenza del semplice e noto circuito "computer" di un oscillatore al quarzo basato su elementi logici, i gruppi varicap VD100, VD101 (VD200, VD201) vengono qui utilizzati per la sintonizzazione della frequenza. In ogni gruppo per il segnale RF, i varicap sono collegati in serie. Ciò consente di ridurre la tensione del segnale su ciascuno di essi e di fornire una tensione di controllo relativamente piccola.
La scelta dei varicap dipende dalla modalità operativa del risonatore. Se è richiesto il funzionamento dell'oscillatore principale (MG) alla frequenza (Fзг), che è superiore o vicina alla frequenza nominale del risonatore, sono adatti varicap con una capacità massima fino a 40 pF (KV111, BB304). Se si prevede di regolare la frequenza di diverse decine di kilohertz al di sotto del valore nominale, la scheda offre spazio per l'installazione di ulteriori gruppi dello stesso tipo. E se la frequenza è già inferiore di 100 kHz rispetto a quella nominale, saranno necessari varicap, che ad una tensione di 2 V hanno una capacità di circa 150 pF (VV212). Utilizzando i condensatori di sintonizzazione C102, C107 (C202, C207), è possibile spostare l'intervallo di scansione in frequenza a seconda del segnale di controllo sull'ingresso "SCAN-1" ("SCAN-2"). All'ingresso di controllo della frequenza "SCAN-1" ("SCAN-2") può essere fornita una tensione di controllo di 0...15 V. In questo caso la tensione sui varicap varia da 1,65 a 9,15 V e la La caratteristica di modulazione del VCO è una linearità soddisfacente. Per attivare (accendere) il generatore, è necessario installare il ponticello S100 "EN1" (S200 "EN2"). Il resistore trimmer R106 (R206) viene utilizzato per bilanciare il segnale di uscita - per ottenere un meandro. Sull'elemento DD100.3 (DD200.3) è possibile montare uno stadio buffer o un moltiplicatore di frequenza per due. Nel primo caso è sufficiente non installare la resistenza R111 (R211). In secondo luogo, dovrai selezionare un condensatore C109 (C209) per ottenere un segnale della migliore qualità a una frequenza specifica. Il valore di questo condensatore indicato nel diagramma è adatto alla moltiplicazione da 3 a 6 MHz e può essere variato proporzionalmente per altre frequenze di uscita da 2 a 16 MHz. Il condensatore trimmer C108 (C208) imposta la massima purezza dello spettro del segnale di uscita (duty cycle ottimale Q = 3). Nel primo CG, i divisori di frequenza sono montati sui trigger DD101.1 e DD101.2 e utilizzando gli interruttori S100.1 - S100.4 sull'uscita (XT100) è possibile impostare un segnale con una frequenza di 0,25Fзг, 0,5Fзг, Fзг, e 2Fзг. Se non è necessario cambiare la frequenza, è necessario installare il ponticello richiesto invece degli interruttori e non installare il microcircuito DD101. La moltiplicazione a banda larga per due modalità è ottenuta attraverso il circuito RC R111, C108, C109 (R211, C208, C209). Per isolare il segnale alla frequenza richiesta, viene utilizzato un circuito LC, costituito dagli elementi L100, L101, C113 e C114 (L200, L201, C213 e C214). Per isolare la seconda armonica, il rapporto tra le induttanze delle bobine L101 e L100 (L201 e L200) dovrebbe essere 3: 1, per isolare la quarta - 6: 1, e per la terza (Q = 2) - circa 4: 1. Per frequenze 3...5 MHz l'induttanza totale dovrebbe essere 10...6 μH, per una frequenza di 20 MHz - circa 2 μH. Il circuito è sintonizzato sulla risonanza utilizzando un condensatore di sintonizzazione C114 (C214). La determinazione della risonanza monitorando l'ampiezza del segnale direttamente sul circuito stesso non è auspicabile a causa dell'influenza del dispositivo di misurazione. È meglio farlo se, utilizzando il resistore R117 (R214), si “disturba” leggermente il meandro all'uscita dell'elemento DD100.4 (DD200.4), quindi in risonanza (questa è l'ampiezza massima del segnale sinusoidale), il il ciclo di lavoro del segnale di uscita si avvicina a Q = 2, quindi questo resistore imposta il valore esatto Q = 2 all'uscita di XT101 (XT201). Quando si opera alla frequenza fondamentale, gli elementi di questo circuito LC e gli elementi di bilanciamento non sono installati e l'uscita dell'elemento DD100.3 (DD200.3) è direttamente collegata all'ingresso dell'elemento DD100.4 (DD200.4. 106). I resistori R206 e R2 impostano Q = 101 all'uscita di XT201 (XTXNUMX). Modulatore Gli elementi modulatori DD301.1 e DD301.3 sono configurati in base al fattore di moltiplicazione della frequenza desiderato, che richiede l'impostazione precisa di Q = 2 nelle fasi precedenti. Quando si moltiplica per un numero dispari di volte, non è necessario installare circuiti di ritardo RC e lo stesso segnale viene fornito a entrambi gli ingressi (R307, R309, C302-C305 non sono installati). Per moltiplicare per due o quattro utilizzando questi circuiti, impostare Q = 3 sul pin 11 dell'elemento DD301.1 e sul pin 3 dell'elemento DD301.3. L'elemento DD301.2 (DD301.4) esegue la modulazione degli impulsi. Dalla sua uscita, attraverso il resistore R400 (R500), il segnale va al filtro principale. Pertanto, sulla scheda sono installati due condensatori di blocco direttamente con questo elemento. Senza di loro, ci sarà un notevole impatto sugli altri nodi attraverso le linee elettriche. La scheda contiene resistori R308, R310 e R311, collegati a un filo comune o linea di alimentazione, che può essere utilizzato se un segnale viene fornito a questi ingressi da una fonte esterna. Sul chip DD300 è montato un generatore di impulsi per generare un segnale con un duty cycle fino a Q ≈ 1000. La frequenza del segnale modulante nell'intervallo 0,1...1 kHz viene impostata con il resistore R301. La durata dell'impulso (8...80 μs) viene impostata con il resistore R302. Tali parametri sono ottimali per la realizzazione di sistemi di soppressione del rumore impulsivo (noise Blanker). Installando il ponticello "SPON" si attiva la modulazione ad impulsi dei segnali RF. Per comodità di lavorare con un oscilloscopio, viene generato un segnale "SYNC" con un'ampiezza di 1 V. Per verificare la risposta dell'AGC o del soppressore di rumore nell'RPU, è necessario modificare i parametri di temporizzazione della modulazione. A tale scopo vengono selezionati i condensatori C300 e C301; la loro capacità può variare entro ampi limiti; è consentito utilizzare condensatori all'ossido, tenendo conto della loro polarità (meno - rispetto al filo comune). Filtro principale La componente spettrale più potente si trova alla frequenza principale del GB e deve essere eliminata innanzitutto a causa della sua potenza relativamente elevata. Pertanto, il filtro principale a due circuiti sugli elementi L400-L403 e C402-C407 (L500-L503 e C502-C507) “inizia” con l'induttore L400 (L500). Rispetto all'opzione con condensatore, a parità di elementi, si ottiene un guadagno nella soppressione della prima armonica di 10...16 dB. Selezionando il condensatore C404 (C504), la connessione tra i circuiti non risulta più critica. Approssimativamente la sua capacità dovrebbe essere 20...30 volte maggiore della capacità del condensatore d'anello Cк = C402 + C403 (C502 + C503). Ciò garantisce una soppressione ottimale delle armoniche interferenti. I valori nominali degli elementi sono indicati per una frequenza di sintonizzazione del filtro di circa 35 (56) MHz. La risposta in frequenza di questi filtri è mostrata in Fig. 13 e fig. 14 rispettivamente. È possibile modificare la frequenza di sintonizzazione del filtro, ad esempio ridurla, aumentando proporzionalmente l'induttanza delle bobine e la capacità dei condensatori del filtro.
Per la gamma di frequenza 4...90 MHz è possibile utilizzare le induttanze della serie EC-24. Il condensatore C407 (C507) viene selezionato per ottenere un'oscillazione di tensione alla base del transistor - 30...60 mV. Nella versione con frequenza centrale di 10,7 MHz potete fare a meno degli induttori. Al posto del filtro LC principale è installato un piezofiltro con una larghezza di banda di 180...350 kHz dal percorso IF del ricevitore VHF. Il suo schema di collegamento nel secondo canale è mostrato in Fig. 15. La resistenza nominale del resistore R500 (820 Ohm) è indicata per il caso di un segnale con una frequenza di 3566 kHz. Se la frequenza è 2...3 MHz la resistenza deve essere ridotta a 620 Ohm. I resistori R2-R4 forniscono una resistenza di carico di 330 Ohm per il filtro ZQ1, che è importante per garantire un'irregolarità minima della risposta in frequenza nell'intervallo di frequenza 10700 ± 50 kHz. Il resistore R4 aumenta la stabilità dell'amplificatore alle alte frequenze.
L'amplificatore basato sul transistor VT400 (VT500) (vedi Fig. 12) con un carico di 50 Ohm fornisce un segnale con un'oscillazione fino a 300 mV. Per garantire la modalità lineare, la corrente di collettore del transistor dovrebbe essere di circa 10 mA; viene impostata selezionando il resistore R401 (R501). Il guadagno è di circa 14 dB (5 volte). Per regolare il filtro utilizzando un multimetro, all'uscita dell'amplificatore è installato un rilevatore a diodi VD400 (VD500). Il diodo 1N4148 funziona in modo soddisfacente fino a 45 MHz. A frequenze più elevate è consigliabile utilizzare diodi al germanio ad alta frequenza a bassa potenza o diodi Schottky (serie BAT o BAS). Il filtro viene regolato sul segnale massimo all'uscita del rilevatore. Il circuito sommatore (L504, C512-C515, R507-R509) non indica i valori degli elementi, poiché il layout dipende fortemente dal compito specifico. Ciò offre ampie possibilità per la somma dei segnali. Il sommatore non può sostituire un generatore a doppia frequenza di alta qualità per misurare la distorsione di intermodulazione e IP3, poiché entrambi i segnali sono già "attraversati" una volta nel modulatore attraverso i pin di alimentazione comuni del microcircuito DD301. Tuttavia, tali distorsioni possono essere misurate fino a un livello di 30 dB, che nella maggior parte dei casi è sufficiente per regolare i nodi RF al minimo di distorsione. Il mixer sul chip DD700 è progettato principalmente per formare un indicatore di frequenza sullo schermo dell'oscilloscopio quando si studia la risposta in frequenza del filtro. In questo caso, un generatore funziona come riferimento senza scansione e la sua frequenza viene misurata con un frequenzimetro. Quando è uguale alla frequenza del generatore di scansione, si forma un battimento zero, chiaramente visibile sullo schermo. Utilizzando questo metodo, in un modesto laboratorio domestico, è possibile sintonizzare con precisione il filtro sulla frequenza richiesta. Ma il mixer può essere utilizzato per altri scopi. Poiché funziona bene su tutte le armoniche, è possibile implementare una griglia di marcatori (come nel misuratore di risposta in frequenza X1-48 e simili). A seconda dell'attività specifica, dovrai selezionare i parametri dei filtri passa-basso R700, C700, R701, C701. Se applichi un solo segnale al mixer (spegni il secondo generatore), questo segnale sarà in uscita. Esempi di implementazione VCO Quando si sceglie un'opzione, è necessario tenere conto della presenza di risonatori e sono sempre preferibili le opzioni che utilizzano un divisore di frequenza intermedio per due (o quattro) o una moltiplicazione per due (con Q = 3). La ragione di ciò è l'assenza della prima armonica del generatore principale nello spettro intermedio (contatti XT400 e XT500), che elimina il gioco al generatore (“salti” di frequenza quando cambia il carico). Per i filtri al quarzo funzionanti alla terza armonica è consigliabile evitare opzioni con moltiplicazione per tre nel secondo moltiplicatore. Nell'oscillatore principale, attraverso l'utilizzo di microcircuiti della serie 74AC86 o 74NS86, è possibile spostare l'intervallo operativo dei risonatori di diverse decine di kilohertz. Sul 74AC86 la frequenza sarà sempre leggermente più alta e la stabilità della frequenza sarà notevolmente migliore. Per i microcircuiti 74NS86, la soglia della caratteristica di trasferimento viene spostata al 33% della tensione di alimentazione, il che è scomodo per implementare opzioni con conversioni intermedie complesse. 4433 кГц I filtri per questa frequenza sono nella maggior parte dei casi realizzati sulla base di risuonatori al quarzo per decoder PAL. Tali filtri sono popolari tra i radioamatori, poiché i risonatori sono accessibili e relativamente economici e in un lotto hanno una piccola diffusione di parametri. Realizzano filtri SSB/CW piuttosto “seri”. Una buona opzione con elevata stabilità è utilizzare un risonatore con una frequenza di 3580 kHz (sintonizzata su 3546 kHz) seguita da divisione per quattro e moltiplicazione per cinque. 5500 кГц È possibile generare un segnale con una frequenza di 5500 kHz se si utilizza un risonatore con una frequenza di 11 MHz nell'SG e quindi si divide la frequenza per due. In questo caso otterremo uno spettro pulito e una debole influenza sul GB. Al posto del filtro LC principale è possibile installare un filtro piezoelettrico alla frequenza di 5,5 MHz, utilizzato nel percorso audio del televisore (vedere Fig. 15). 8814...9011 kHz Una frequenza nell'intervallo 8814...9011 kHz può essere ottenuta utilizzando risonatori ad una frequenza di 6 (12) MHz, quindi dividendola per due (quattro) e moltiplicando per tre. Puoi anche utilizzare un risonatore con una frequenza nominale di 3580 kHz, sintonizzarlo sulla gamma di 3525...3604 kHz, quindi dividere la frequenza per due e moltiplicare per cinque. I risonatori con una frequenza nominale di 3 MHz non sono l'opzione migliore, poiché quando vengono utilizzati, la terza armonica del generatore principale rientra in questo intervallo. 10700 кГц Con un risonatore discriminatore ad una frequenza di 10700 kHz nell'MG, è possibile ottenere immediatamente il segnale richiesto, ma l'influenza reciproca dell'MG e dell'uscita UHF può rovinare il risultato della misurazione della risposta in frequenza dei filtri SSB con pendenze molto ripide. Il miglior risultato si ottiene con un risonatore alla frequenza di 3,58 MHz (sintonizzato a 3567 kHz) e moltiplicato per tre. Con un risonatore impostato su 4300 kHz (sintonizzato su 4280 kHz), quindi dividendo per due e moltiplicando per cinque, otteniamo un segnale molto stabile per l'impostazione dei filtri SSB. Per esperienza è necessario acquistare più risonatori, poiché presentano cali di impedenza nella gamma di frequenze 3,5...4,5 MHz, e scegliere quello più “morbido”. 21400 кГц Utilizzando un risonatore con una frequenza di 3,58 MHz (sintonizzato su 3567 kHz) e moltiplicando per due, otteniamo un segnale con una frequenza di 7133 kHz, la terza armonica (21400 kHz) sarà evidenziata dal filtro principale. Funzionerà bene anche un risonatore discriminatore ad una frequenza di 10700 kHz con successivo raddoppio. Per fare ciò è necessario utilizzare l'elemento DD301.1 e impostare Q = 3 alla sua uscita (R307 = 1 kOhm, C302 + C303 = 15 pF) (Fig. 16).
Quando si imposta con un multimetro, è possibile ottenere una soppressione del segnale ad una frequenza di 32100 kHz di almeno 40 dB. Utilizzando un analizzatore di spettro, la soppressione può essere aumentata fino a 50 dB. La qualità del segnale dopo il filtro principale consentirà di misurare la risposta in frequenza dei filtri nell'intervallo fino a 80...90 dB. 34875 кГц La frequenza di 34875 kHz si ottiene meglio utilizzando un risonatore da 10 MHz nell'SG e sintonizzandolo su 9939 kHz, quindi dividendo per due e moltiplicando per sette. La seconda opzione è quella di impostare il risonatore alla frequenza di 3,58 MHz (sintonizzata su 3487 kHz) con una moltiplicazione intermedia per due e una moltiplicazione finale per cinque. Questa opzione è buona perché il filtro isola la quinta armonica meglio della settima. Sarà sicuramente necessaria un'attenta impostazione di Q=2. 45 MHz A prima vista, ci sono molte opzioni per questa frequenza, ma la maggior parte richiede una moltiplicazione finale per tre, il che non è sempre positivo. L'opzione migliore è ottenere prima una frequenza di 9 MHz (seguita da cinque) o 6428 kHz (seguita da sette). Si può raggiungere la frequenza di 9 MHz utilizzando un risonatore discriminatore alla frequenza di 4500 kHz con preliminare raddoppio della frequenza oppure con risonatori a 3, 6, 12 MHz con divisione per due (quattro) e moltiplicazione per tre. Un filtro intermedio a 9 MHz nel caso di moltiplicazione della frequenza per due viene implementato utilizzando induttori L100 = 1,5 μH e L101 = 4,7 μH. Quando si moltiplica la frequenza per tre, è necessario impostare L100 = 1 μH, condensatore C113 = 39 pF. In risonanza, all'ingresso dell'elemento DD100.4 è presente un segnale con un'oscillazione di 1,5 V, che è abbastanza per attivare l'elemento logico. Il prerequisito principale per ottenere uno spettro pulito quando si moltiplica la frequenza per tre è un segnale dal generatore con Q = 2. Se il segnale proviene dall'uscita del divisore di frequenza sul trigger DD101.1 o DD101.2, ciò accadrà automaticamente. Senza un divisore, è necessario impostare il segnale 2G con Q = 2. Quando si moltiplica per due, è necessario anche ottenere un segnale con Q = 100.1 all'uscita dell'elemento DD100.3 e nel moltiplicatore (uscita dell'elemento DD3 .108) impostare Q = 117 utilizzando il condensatore C100.4. Quindi il filtro è sintonizzato sulla risonanza. Per fare ciò, innanzitutto, utilizzando il resistore R100.4, il bilanciamento dell'elemento DD17 viene interrotto per ottenere un segnale con ciclo di lavoro variabile all'uscita dell'elemento DD9 (Fig. XNUMX). La diversa durata degli impulsi è dovuta al fatto che alla frequenza di XNUMX MHz la nuova energia entra nel circuito solo ogni tre impulsi.
Regolando il filtro sulla risonanza, otteniamo un segnale il cui duty cycle è già più vicino a Q = 2 (Fig. 18). Alla risonanza, le letture del multimetro sono il più vicino possibile al 50% del Regno Unito. Con un giro completo del condensatore di sintonizzazione, dovremmo notare questo fenomeno due volte e allo stesso tempo notare un segnale pulito in uscita ad una frequenza di 9 MHz.
Infine, utilizzando la resistenza R117, si ripristina Q = 2. Questo viene controllato utilizzando un multimetro sul contatto XT400, impostando la tensione esattamente al 50% di UK. In questo caso il filtro successivo deve essere temporaneamente disabilitato. In questo caso, al pin XT400 riceveremo un segnale intermedio con una frequenza di 9 MHz, in cui anche le armoniche vengono soppresse di 40 dB e la moltiplicazione per 45 MHz non causa particolari difficoltà. 55845 кГц La soluzione a questo problema sarà fornita da un risonatore con una frequenza di 8 MHz (sintonizzata su 7978 kHz). Ma sarà necessaria un'attenta impostazione di Q = 2 all'ingresso del filtro principale per sopprimere le armoniche pari, nonché la quinta e la nona armonica. Un'altra opzione è quella di utilizzare un risonatore alla frequenza di 3680 kHz (sintonizzato su 3723 kHz) con moltiplicazione intermedia per tre (11169 kHz) e successiva moltiplicazione per cinque. 60128 кГц L'opzione più semplice è utilizzare un risonatore con una frequenza di 12 MHz (impostata su 12026 kHz) con una moltiplicazione per cinque. È possibile utilizzare un risonatore alla frequenza di 6 MHz applicando una moltiplicazione preliminare per due. Il filtro intermedio ad una frequenza di 12 MHz è costituito da induttori L100 = 1 μH e L101 = 3,3 μH, condensatore C113 = 33 pF. 64455 e 65128 kHz L'uso di un risonatore discriminatore ad una frequenza di 6,5 MHz (sintonizzato su 6445 kHz) fornirà probabilmente l'opzione più ottimale in termini di disponibilità e stabilità. Moltiplicando per due e cinque “passiamo” alla frequenza di 64455 kHz. Per ottenere una frequenza di 65128 kHz sintonizziamo il generatore su una frequenza di 6,513 MHz. Per un filtro intermedio alla frequenza di 13 MHz (dopo aver moltiplicato per due), sarà necessario impostare L100 = 0,82 µH e L101 = 2,2 µH, condensatore C113 = 39 pF. 70200 e 70455 kHz L'opzione più semplice è utilizzare un risonatore nell'SG ad una frequenza di 10 MHz (impostazione 10030, 10065 kHz). Ma non tutti i risonatori raggiungono la frequenza di 10050 kHz. Per ottenere una frequenza di 70455 kHz è possibile utilizzare un risonatore alla frequenza di 3,58 MHz (sintonizzato su 3523 kHz). Dopo aver moltiplicato per quattro, “andiamo” alla frequenza di 14091 kHz e poi moltiplichiamo per cinque. Consideriamo questa opzione in modo più dettagliato, poiché richiede un'attenta configurazione passo passo. Innanzitutto è necessario ottenere Q = 2 nel generatore principale; è consigliabile aumentare la resistenza del resistore R118 (R215) a 330 kOhm per aumentare la stabilità a lungo termine dell'impostazione. Quindi impostare Q = 3 all'uscita del primo moltiplicatore per ottenere il livello massimo di armoniche pari. Il filtro intermedio è impostato su una frequenza di 14 MHz. Per fare questo impostare L100 = 0,18 µH e L101 = 1 µH, condensatore C113 = 100 pF, C114 - trimmer 6...30 pF, resistenza R212 = 820 Ohm. Il circuito ha un fattore di alta qualità e la linea spettrale ad una frequenza di 7 MHz viene soppressa di 40 dB. Dopo il bilanciamento utilizzando il resistore R117, otteniamo uno spettro in cui non ci sono armonie uniformi dal segnale principale e il segnale ad una frequenza di 70 MHz è 26 dB più alto di tutti gli altri. Il filtro di uscita è impostato su L400 = 27 nH (dimensione 0805 o 0603). Bobine del loop (L401 e L402) - 0,47 μH ciascuna (induttanze EC-24) e condensatori - con una capacità totale di 11 pF. La capacità totale del condensatore C404 è 250 pF, C407 = 82 pF. La larghezza di banda risultante è di circa 2 MHz, un segnale con frequenza di 14 MHz è 40 dB inferiore a un segnale con frequenza di 70 MHz, ad una frequenza di 42 MHz la relativa soppressione è di 46 dB, ad una frequenza di 140 MHz - 26dB. L'oscillazione del segnale di uscita ("GEN1") è 400 mV. L'instabilità della frequenza a breve termine è di circa ±50 Hz. Nell'arco di 10 minuti, la frequenza cambia lentamente nell'intervallo di ±200 Hz. Questi valori possono essere ridotti mediante schermatura, poiché i flussi d'aria nella stanza hanno un effetto notevole. Ciò è sufficiente per impostare filtri con una larghezza di banda superiore a 5 kHz. La dipendenza della frequenza dalla resistenza al carico non si manifesta praticamente. La versione con risonatore alla frequenza di 10 MHz si è rivelata 2...3 volte più stabile. Probabilmente, con questo esempio abbiamo superato la "scuola superiore" di lavorare in HF con elementi logici CMOS della serie 74AC e abbiamo avuto una buona idea dei limiti di questa tecnica quando si implementano moltiplicatori per le alte frequenze con mezzi minimi. 80455 кГц Con una cavità da 8 MHz (sintonizzata su 8045 kHz) ed un raddoppio della frequenza primaria otteniamo 16090 kHz. La successiva moltiplicazione per cinque darà il risultato desiderato. 90 MHz L'opzione più affidabile è utilizzare un risonatore con una frequenza di 12 MHz. Una divisione intermedia per due produrrà un segnale stabile a 6 MHz con un massimo di 50 dB di soppressione armonica uniforme. Dopo una moltiplicazione preliminare per tre, raggiungiamo la frequenza di 18 MHz. In questo caso, nel filtro intermedio (a 18 MHz), sono installati gli induttori L100 = 0,56 μH e L101 = 2,2 μH e il condensatore C113 = 12 pF. Alla frequenza di 90 MHz, il transistor KT368AM funziona bene e produrrà un segnale con un'oscillazione di 400 mV senza carico e 200 mV con un carico di 50 Ohm. La seconda armonica (180 MHz) si verifica in UHF e viene soppressa di 20 dB. Il filtro principale contiene L400 = 15 nH (dimensione 0805), L401 = L402 = 0,27 µH (EC-24), condensatori del circuito da 11 pF, condensatori C404 = 300 pF, C407 = 68 pF. Nella fig. La Figura 19 mostra la risposta in frequenza di questo filtro con una banda passante di 4 MHz ad un livello di 3 dB. Questa opzione ha comportato un'eccellente stabilità a breve termine e durante la prima ora di funzionamento la frequenza è aumentata gradualmente di 1 kHz se la scheda VCO è stata installata in un contenitore chiuso. Quindi la frequenza cambia lentamente nell'intervallo di ±100 Hz.
135,495 MHz Per raggiungere una frequenza così elevata è meglio utilizzare risonatori al quarzo con frequenza di 15...20 MHz (prima armonica), che forniscono un'accordatura di 5...8 kHz. Ma sarà più affidabile se fornisci un segnale da un generatore DDS economico con una frequenza di 9022 o 15055 kHz all'ingresso dell'elemento DD100.1 (DD200.1). Per ottenere un livello di segnale sufficiente alla frequenza di 135 MHz, è necessario puntare ad una frequenza sufficientemente alta dopo la prima moltiplicazione (27 o 45 MHz). Il filtro di uscita può essere implementato utilizzando il filtro SAW HDF135-8, che ha una buona soppressione a frequenze fino a 100 MHz. A tal fine è necessario installare un circuito RC (1 pF + 68 Ohm) alla sua uscita e fornire un'impedenza di 301 Ohm sul lato modulatore (DD50) utilizzando un attenuatore resistivo. Segnali fino a 240 MHz Con questo esempio voglio mostrare il potenziale degli elementi applicati. Ad esempio, lo ZG funziona ad una frequenza di 12 MHz. Il moltiplicatore sul DD100.3 è impostato su Q = 3 e invia impulsi con una frequenza di 24 MHz al circuito LC. È molto importante mettere a punto i filtri utilizzando un analizzatore di spettro (o altrettanto bene, un multimetro). La procedura di configurazione è la stessa del filtro da 9 MHz, ma L100 = 0,56 µH e L101 = 2,2 µH, condensatore C113 = 6,8 pF. All'uscita (XT400) c'è un segnale con uno spettro in cui vengono soppresse le armoniche dispari da 50 a 24 MHz (di almeno 300 dB) (grazie alla buona topologia della scheda attorno al DD301). Il segnale a 168 MHz è circa 18 dB più debole del segnale principale (24 MHz), e c'è ancora un livello significativo a 240 MHz (-26 dB). Il VCO proposto può essere convenientemente utilizzato in combinazione con un generatore di tensione a dente di sega e un rilevatore logaritmico (microcircuito AD8307). Il funzionamento degli elementi CMOS a RF in combinazione con circuiti LC apre opportunità uniche nello sviluppo di apparecchiature QRP. Gli elementi logici della serie 74AC presentano un basso rumore di fase se, alle frequenze di 20...120 MHz, viene applicato al loro ingresso un segnale sinusoidale con un'oscillazione pari alla tensione di alimentazione. Gli elementi della serie 74NS sono meno adatti a questo scopo. Ulteriori informazioni, nonché disegni di circuiti stampati in diversi formati: ftp://ftp.radio.ru/pub/2016/05/GUN.zip. Autore: Ayo Lohni
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