Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza. Schema, descrizione

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Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

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L'articolo presenta calcoli analitici di circuiti con amplificatori operazionali TOC. In questo caso sono stati utilizzati i metodi più moderni utilizzando OrCAD e Maple.

Introduzione

Il vantaggio principale degli amplificatori con retroazione di corrente è la loro ampia larghezza di banda operativa. Tutti gli altri amplificatori utilizzano il feedback di tensione. il guadagno con retroazione per cui comincia a calare anche a frequenze molto basse (spesso da 10 Hz) con un decadimento di 20 dB per decade. Questo comportamento porta a grandi errori alle alte frequenze. Gli amplificatori con retroazione di tensione sono costretti a operare nel dominio della frequenza, dove il loro guadagno diminuisce man mano il guadagno del sistema operativo con un sistema operativo a ciclo aperto; inizia a calare alle basse frequenze. Gli amplificatori a retroazione di corrente non hanno questa limitazione, quindi forniscono la minima distorsione. Il tasso di decadimento del guadagno è approssimativamente lo stesso per entrambi i tipi di amplificatori. Il modello mostrato in fig. 2 mostra il fatto che gli amplificatori a retroazione di corrente usano la transimpedenza invece del guadagno. La corrente di ingresso viene "mappata" sullo stadio di uscita e bufferizzata da esso. Questa configurazione fornisce la larghezza di banda massima tra i circuiti integrati che utilizzano la stessa tecnologia di processo. Di solito gli amplificatori con sistema operativo ma corrente sono costruiti sulla base di transistor bipolari, perché. il loro ambito tipico - comunicazioni ad alta velocità, video, ecc., di norma, non richiede impedenze di ingresso elevate e un intervallo di tensione di uscita pari alla tensione di alimentazione (da guida a guida).

Si noti che l'ingresso invertente è accoppiato allo stadio di uscita del buffer, quindi ha un'impedenza molto BASSA, dell'ordine di grandezza pari a quella dell'inseguitore di emettitore. L'ingresso non invertente è un ingresso buffer, quindi ha un'alta impedenza. Per un amplificatore di retroazione di tensione, gli ingressi vengono inviati alle giunzioni base-emettitore di un invertitore di fase (uno stadio differenziale alimentato da una sorgente di corrente). Il preciso adattamento dei transistor nello stadio differenziale riduce al minimo le correnti di ingresso e le tensioni di polarizzazione e, a questo proposito, un amplificatore con retroazione di tensione ha un grande vantaggio. L'abbinamento dei circuiti buffer INPUT e OUTPUT è un compito arduo, quindi gli amplificatori a feedback di corrente non sono precisi. Il loro scopo principale sono i circuiti ad alta velocità, se per gli amplificatori con retroazione di tensione il limite è di circa 400 MHz, gli amplificatori accoppiati in corrente hanno una larghezza di banda operativa fino a diversi gigahertz. Un intervallo operativo tipico per un TOC dell'amplificatore operazionale va da circa 25 MHz a diversi GHz. Tuttavia, quando si utilizzano tali amplificatori, è necessario tenere presente una caratteristica importante. Quando si progettano circuiti ad alta frequenza, molti progettisti si affidano alla riduzione del guadagno con l'aumentare della frequenza come fattore di stabilità, ritenendo giustamente che un circuito con un guadagno inferiore all'unità per impostazione predefinita sia stabile. Ma questo è vero solo per amplificatori con retroazione di tensione. Gli amplificatori operazionali con feedback corrente mantengono il loro guadagno all'aumentare della frequenza. Pertanto, i circuiti sviluppati sulla base di amplificatori con retroazione di tensione e che lavorano stabilmente con essi spesso diventano instabili quando si passa ad amplificatori con retroazione di corrente. Inoltre, il resistore di ingresso e di retroazione di un amplificatore con retroazione di corrente è suscettibile a graffi e capacità, quindi prestare molta attenzione al layout della scheda.

1. Transimpedenza TOS OU

Troviamo la transimpedenza dell'amplificatore operazionale TOS con feedback aperto sull'ingresso invertente. Per fare ciò, utilizziamo lo schema di misurazione (Fig. 1). Useremo il più semplice circuito equivalente idealizzato unipolare (Fig. 2) come modello dell'OS TOS.
Riso. 1. Schema per misurare la transimpedenza

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

riavvio: con(MSpice): Dispositivi:=[O,[TOP,AC1,2]]: Cifre:=3:

ERisolvi(Q,`01-1_OP_TOC_Z/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

Modello di amplificatore operazionale a transimpedenza AC1

Sistema Kirchhoff-Laplace

-JVF1U1-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct

VINN = Vrif

Correnti di ingresso di sorgenti controllate

JVF1U1 = I1

Soluzioni

{VINN,Vt1}

Mspice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodi forniti: {VINP} Fonti: [Vref, VF1U1, I1]
Decisioni V_NET: [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET: [J1, JVF1U1, JRt, JCt, JFt, JVref]
Zt:=VOUT/I1, print(`Su AC,`);

Zto:=Limit('Zt',s=0)=limit(Zt,s=0), print(`Sulla corrente continua otteniamo,`);

In corrente alternata

Zt := -Rt/(1+s*Ct*Rt)

A corrente continua, otteniamo

Zto := Limite(Zt,s = 0) = -Rt

Per le denominazioni indicate nel diagramma, otteniamo.

Valori(DC,RLCVI,[]): Zt:=evalf(Zt); `Zt[f=0]`:=evalf(rhs(Zto)); #VOUT:=evalf(VOUT);

HSF([Zt],f=1..1e10,"3) semi[Zt] di transimpedenza amplificatore operazionale TOC);

Immissione delle valutazioni dei componenti:
Rt := .10e8,10 MEG"
Ct := 1/2/Pi/Ft
Ft := .10e11,10G"
Sorgente CC: CC: Vref:=0
Sorgente CC: CC: I1:=10
E1_U1 := VINC
Sorgente CC: CC: VF1U1:=0
F1_U1 := JVF1U1
E2_U1 := Vt1

Zt := -.10e8/(1.+.159e-3*s)

Zt[f=0]` := -.10e8

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

2. Coefficiente di trasferimento di un amplificatore non invertente al TOC OU

Un amplificatore non invertente ti consente di avere una grande impedenza di ingresso, che ti consente di avere una buona corrispondenza con la sorgente del segnale.
Riso. 4. Schema di un amplificatore non invertente basato su TOC OU

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

riavvio: con(MSpice): Dispositivi:=[E,[TOP,AC2,5]]:

ESolve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

Modello di amplificatore operazionale a transimpedenza AC2

Sistema Kirchhoff-Laplace

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)/R2+(VINP-VINN)/Rn-VINN/R1

Soluzioni

{Vt1, VINN}

Mspice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodi dati: {VINP} Fonti: [Vinp]
Decisioni V_NET: [Vp1, Vt1, VOUT, VINN]
J_NET: [JR2, JR1, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

Il guadagno dipendente dalla frequenza è simile a questo.

H:=raccogli((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(R1+R2)/((R2*R1*Ct*Rt+Rn*R2*Ct*Rt+Rn*R1*Ct*Rt)*s+Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Il guadagno indipendente dalla frequenza è simile a questo.

K:=limite(H,Ct=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Cercano di ridurre Ri in ogni modo possibile, lo equiparano a n e ottengono

K:=limite(K,Ri=0);

K := Rt*(R1+R2)/(Rn*R1+R2*R1+Rt*R1+R2*Rn)

Cercano di aumentare Rz in ogni modo possibile, andiamo all'infinito e prendiamo

K:=limite(K,Rt=infinito);

K := (R1+R2)/R1

Valori(DC,PRN,[]):

HSF([H],f=1..1e10,"6) semiAFC di un amplificatore non invertente basato su TOC OU");

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

3. Impostazione della larghezza di banda con un condensatore nel circuito del sistema operativo

Quando si utilizza TOS OU, è necessario tener conto delle sue caratteristiche. Se in un amplificatore operazionale convenzionale con sistema operativo NOS, quando è collegato un condensatore, appare un polo aggiuntivo della caratteristica, quindi in un amplificatore con TOC (Fig. 7) compaiono uno zero e un polo aggiuntivi (Fig. 8).
Riso. 7. Schema di un amplificatore non invertente basato su TOC OU

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

riavvia: con(MSpice): Fixtures:=[O,[TOP,AC2,8]]:

ESolve(Q,`OP-1_TOC_NoInvAmp_СF/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

Modello di amplificatore operazionale a transimpedenza AC2

Sistema Kirchhoff-Laplace

-Vt1/Rt-Vt1*s*Ct+(VINP-VINN)/Rn

(Vt1-VINN)*s*CF+(Vt1-VINN)/RF+(VINP-VINN)/Rn-VINN/Rg

Soluzioni

{VINN,Vt1}

Mspice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodi dati: {VINP} Fonti: [Vinp]
Decisioni V_NET: [VOUT, VINN, Vp1, Vt1]
J_NET: [JCF, JRF, JRg, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JVinp]

Il guadagno dipendente dalla frequenza è simile a questo.

H:=raccogli((VOUT/Vinp),s);

H := Rt*(s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/(Rn*s^2*CF*RF*Rg*Ct*Rt+(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF* Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg)*s+Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+RF*Rn)

Gli zeri ei poli di questa funzione sono determinati dalle seguenti espressioni

PoloZero(H,f);

------------- Zero ------------

F_Zero[1] = 1/2*I*(Rg+RF)/CF/RF/Rg/Pi

----------- Poli -----------

F_Pole[1] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg-(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

F_Pole[2] = 1/4*I*(Rn*Rg*Ct*Rt+Rt*CF*RF*Rg+Rn*RF*Ct*Rt+RF*Rg*Ct*Rt+CF*RF*Rn*Rg+(-2*Rn*Rg^2*Ct*Rt^2*CF*RF+2*Rn^2*Rg*Ct^2*Rt^2*RF+2*Rn*Rg^2*Ct^2*Rt^2*RF-2*Rn^2*Rg^2*Ct*Rt*CF*RF+2*Rt^2*CF*RF^2*Rg*Rn*Ct+2*...

Cercano di ridurre Ct a zero e cercano di aumentare Rt in ogni modo possibile.

Lasciamo che Ct vada a zero e Rt all'infinito, e otteniamo

H_ideale:=limite(subs(Ct=0,H),Rt=infinito);

H_ideale := (s*CF*RF*Rg+Rg+RF)/Rg/(s*CF*RF+1)

Il guadagno indipendente dalla frequenza è simile a questo.

K:=limite(H,s=0);

K := Rt*(Rg+RF)/(Rt*Rg+Rn*Rg+RF*Rg+Rn*RF)

Si cerca in tutti i modi di ridurre Rt, equipararlo all'infinito e ottenere

K_ideale:=limite(K,Rt=infinito);

K_ideale := (Rg+RF)/Rg

Valori(DC,RLVCI,[]):

Immissione delle valutazioni dei componenti:
CF := .1000e-8,1000p"
RF := .1e4,1K"
Rg := .1e4,1K"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10 MEG"
Ro := 75,75"
Ct := 1/2/Pi/Ft
Ft := .10e11,10G"
Sorgente CC: CC: Vinp:=0
E1_U1 := VINC
H1_U1 := (Vp1-VINN)/Rn
E2_U1 := Vt1
HSF([H,H_ideal],f=1..1e7,"9) semi[H,H_ideal] di un amplificatore operazionale TOC non invertente");

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

4. Filtro passa banda da 1 MHz con amplificatore operazionale TOC

In precedenza, era considerato antieconomico implementare filtri attivi a frequenze superiori a 1 MHz.

Attualmente, il problema viene risolto frontalmente, utilizzando TOS OU.

L'applicazione del modello (Fig. 11) consente di ottenere una stima superiore degli indicatori di non idealità di CO,

sotto il quale è possibile implementare il filtro richiesto.
Riso. 10. Schema di un amplificatore non invertente basato su TOC OU

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

riavvio: con(MSpice): Dispositivi:=[O,[TOP,AC4,11]]:

ESolve(Q,`04-1_TOC_Filter/op-PSpiceFiles/SCHEMATIC1/SCHEMATIC1.net`);

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

Modello di amplificatore operazionale a transimpedenza AC4

Sistema Kirchhoff-Laplace

(VOUT-V4)/RF+(V2-V4)/Rn-V4/Rg

-VOUT/Ro-Vt1/Ro-VOUT*s*Co-(VOUT-V4)/RF-(VOUT-V1)/R3

-V2/R2-V2/Rd-V2*s*Cd-(V2-V1)*s*C2

(V2-V1)*s*C2+(VOUT-V1)/R3-(V1-Vinp)/R1-V1*s*C1

-Vt1/Rt-(V2-V4)/Rn-Vt1*s*Ct

Soluzioni

{VOUT, V1, V2, V4, Vt1}

Mspice v8.35: pspicelib.narod.ru
Nodi dati: {VINP} Fonti: [Vinp]
Soluzioni V_NET: [VOUT, V1, V2, V4, Vp1, Vt1]
J_NET: [JVinp, JRF, JR1, JC2, JRg, JR2, JC1, JRd, JRn, JRt, JRo, JCt, JFt, JCo, JCd, JR3]

Se sono soddisfatte le condizioni per il filtro

R1:=Rg: R2:=Rg: R3:=Rg: DO1:=DO2:

Quindi il guadagno dipendente dalla frequenza sarà simile a questo.

H:=semplifica(VOUT/Vinp,'dimensione');

H := (s*C2*Rd*(Ro*Ct*Rt*s+Ro+Rt)*Rg^3+(Rd*Ro*Ct*Rt*(C2+Cd)*(Rn+RF)*s^2+(((C2+Cd)*(Rn+RF)*Ro+C2*Rt*RF)*Rd+Ro*Ct*Rt*(Rn+RF))*s+Ro*(Rn+RF))*Rg^2+Ro*(RF*Rn*Rd*(C2+Cd)*s+(Rn+RF)*Rd+RF*Rn)*(Ct*Rt*s+1)*Rg+RF*...

Grafico della frequenza centrale e della risposta in frequenza (Fig. 12).

Valori(AC,RLCVI,[]): H:=evalf(H,2);

HSF([H],f=1e5..1e7,"12) semiAFC$200 di un amplificatore non invertente basato sull'amplificatore operazionale TOS");

Immissione delle valutazioni dei componenti:
R1 := 300,300"
C2 := .750e-9,750p"
RF := .1e4,1K"
R3 := 300,300"
Rg := 300,300"
R2 := 300,300"
C1 := .750e-9,750p"
Rd := .1e7,1 MEG"
Rn := 25,25"
Rt := .10e8,10 MEG"
Ro := 75,75"
Ct := 1/2/Pi/Ft
Ft := .10e11,10G"
Co := .5e-11,5p"
CD := .3e-11,3p"
Sorgente CA: CC: Vinp:=0 CA: Vinp:=1 Pfase(gradi):=0
E1_U1 := V2
H1_U1 := (Vp1-V4)/Rn
H2_U1 := Vt1/Ro

H := (.20e5*s*(.12e-1*s+.10e8)+.80e3*s^2+.68e12*s+.19e13+.22e5*(19.*s+.10e10)*(.16e-3*s+1.))/(12.*s*(1.+.38e-3*s)*(.61e-10*s^2+.17*s+.10e8)+.24e-13*s^4+.26e-3*s^3+.18e5*s^2-.6e11*s+.18e19+.30e3*(.42e4*...

Calcolo di circuiti su amplificatori operazionali a transimpedenza

Letteratura

Petrakov. O. M. Calcoli analitici in elettronica Rivista SCHEMOTEHNIKA, n. 7, 2006.
Dyakonov V.P. Maple-9 in matematica, fisica, educazione. M.: SOLON-Press, 2004.
V.D. RAZEVIG Sistema di progettazione OrCAD 9.2. SOLO. Mosca 2001
Razevig V. D. Modellazione di circuiti utilizzando Micro-Cap 7. - M.: Hot line-Telecom, 2003.
Modellazione comportamentale in PSPICE. Circuito n. 3, n. 4, per il 2003
Petrakov OM Creazione di modelli PSPICE analogici di radioelementi. RADIOSOFT", 2004
pspice.narod.ru CAD elettronico. Modellazione. Circuito.
Razevig VD Simulazione di dispositivi elettronici analogici su personal computer. Casa editrice MPEI, 1993
Simulazione Heineman R. PSpice di circuiti elettronici. DMK Press, 2002

Pubblicazione: cxem.net

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