Stabilizzazione di amplificatori in classe AB. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a transistor

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L'articolo presentato all'attenzione dei lettori presenta un metodo per regolare automaticamente la tensione di polarizzazione degli amplificatori push-pull per stabilizzare la corrente consumata dall'amplificatore quando il segnale amplificato passa per lo zero ea riposo.

I vantaggi dell'articolo includono la metodologia per il calcolo e il controllo della stabilità della modalità dello stadio di uscita UMZCH.

Gli amplificatori di classe AB sono i più comuni tra gli amplificatori di potenza lineari, poiché consentono di combinare l'elevata efficienza degli amplificatori di classe B con l'assenza di distorsione negli amplificatori di classe A. Tuttavia, la formazione della tensione di polarizzazione del transistor necessaria per questo, supportando il bracci della cascata push-pull nella modalità corrente iniziale ottimale (corrente di riposo), era e rimane il problema principale della costruzione di tali amplificatori, il problema della stabilizzazione dei loro parametri. Ciò è spiegato dall'instabilità delle caratteristiche dei transistor, dalla loro dipendenza dalla temperatura e dal livello del segnale, nonché dalla diffusione e dalla deriva dei parametri degli stessi transistor. L'articolo [1] non si occupa tanto di stabilizzazione quanto di garantire la "certezza" del regime. Il livello pratico raggiunto è caratterizzato da una selezione di schemi in [2]. Da essi e da altre pubblicazioni note all'autore si evince che non esiste ancora una soluzione circuitale accettabile per stabilizzare il modo degli amplificatori di questa classe; non è stato formulato alcun metodo univoco (regola, criterio, algoritmo) per regolare la tensione di polarizzazione, che consentirebbe di impostare automaticamente la tensione di polarizzazione ottimale per transistor potenti. Di seguito viene suggerita una soluzione a questo problema.

Criterio di ottimalità

La modalità dell'amplificatore viene stabilizzata nel modo più efficace mediante metodi di feedback misurando una certa quantità elettrica che dipende dalla tensione di polarizzazione, confrontandola con un valore di riferimento e regolandola automaticamente. I tentativi di stabilizzare la corrente di riposo degli amplificatori regolando la tensione di polarizzazione hanno portato a una soluzione solo parziale del problema [3, 4] o alla creazione di amplificatori [5] che hanno la necessaria stabilità, ma perdono in alta qualità amplificatori di classe AB in alcuni parametri. La corrente di questi amplificatori nel momento in cui il segnale amplificato passa per lo zero - si chiama corrente iniziale - non è uguale alla corrente di riposo degli amplificatori; sono più correttamente classificati come amplificatori polarizzati dinamicamente. Per gli amplificatori push-pull con stabilizzazione delle correnti minime dei bracci [6], inoltre, la sovraeccitazione è pericolosa. Solo amplificatori in classe AB stabili sotto tutti gli aspetti possono essere considerati perfetti, fuori concorso.

Il criterio per la tensione di polarizzazione ottimale degli amplificatori di classe AB è la stabilità della corrente iniziale, pari alla corrente di riposo dell'amplificatore di classe AB e mantenuta automaticamente.

Questo criterio di ottimalità senza la sua formulazione e senza separazione dei concetti di corrente di riposo e corrente iniziale è stato utilizzato in [7]. Tuttavia, l'autore ha scelto un metodo infruttuoso per determinare la corrente iniziale (nella terminologia dell'autore - la corrente di riposo) calcolandola utilizzando amplificatori operazionali come differenza tra le correnti misurate delle spalle e il carico. Oltre alla complessità dell'implementazione e alle perdite di potenza piuttosto elevate nei resistori di misura, il principale svantaggio della tecnica scelta è che l'errore di determinazione può superare il valore desiderato. Lo sviluppo di idee da [7] può essere considerato una soluzione tecnica [8], in cui si ottiene un buon risultato in relazione agli amplificatori a transistor ad effetto di campo, ma i requisiti obbligatori per qualsiasi amplificatore di classe AB non sono completamente formulati e soddisfatti . Di seguito, consideriamo in dettaglio il metodo per misurare la corrente iniziale utilizzando un rilevatore dei valori minimi della somma delle correnti nei bracci di una cascata push-pull.

Giustificazione teorica

Per identificare la possibilità di misurare la corrente iniziale in una cascata push-pull sullo sfondo di segnali mutevoli, consideriamo i cambiamenti delle correnti nei bracci di tale cascata e le loro somme, supponendo che la corrente del segnale nel carico cambi secondo la più semplice legge sinusoidale:

i_н =l_msinα.

Qui io_н - valore istantaneo della corrente di carico; io_m - la sua ampiezza; α = Ωt - angolo di fase; Ω - frequenza operativa; t - tempo.

La natura del cambiamento delle correnti nelle spalle di una cascata push-pull è mostrata in Fig. 1,a, e le somme dei valori assoluti delle correnti - in fig. 1b.

Fig. 1.

La corrente di carico in uno stadio push-pull è determinata dalla differenza delle correnti delle spalle o dalla somma dei valori assoluti degli incrementi delle correnti delle spalle

i_н = |Δi₁| +lΔi₂|.

A basse correnti di segnale, entrambi i bracci dell'amplificatore funzionano in una modalità lineare di classe A. Gli incrementi delle correnti dei bracci sono uguali in valore assoluto alla metà della corrente di carico:

 |Δi₁| +lΔi₂| = 0,5 i_н = 0,5 l_msinα,

e le espressioni per le correnti di spalla avranno la forma

per 0 ≤ α ≤ α₀.

Qui e sotto, attraverso α₀ è indicato l'angolo di fase, al di sopra del quale l'amplificatore passa dalla modalità di classe A alla modalità con taglio di corrente nella spalla.

Se tutte le correnti sono normalizzate rispetto alla massima corrente di carico (le correnti normalizzate sono indicate in grassetto)

I_mendicare/I_m = I_mendicare  и   I_m/I_m = 1 allora

per 0 ≤ α ≤ α₀.

Per α = α₀ la corrente del secondo braccio diminuisce a zero, cioè

i_mendicare - 0,5 sinα₀ = 0.

Da ciò determiniamo α₀ = arcoseno2I_INIZIO.

Nella modalità di interruzione corrente in un braccio, la corrente di carico è determinata dagli incrementi della corrente dell'altro braccio:

per α₀ ≤ α ≤ π/2.

Per α ≥ π/2, la natura della variazione delle correnti si ripete in ordine inverso, e per α > π, il segno della corrente di carico cambia e la sua formazione viene effettuata da un altro braccio (vedi Fig. 1).

Somma delle correnti di spalla 

ha un valore minimo costante, determinato solo dalla corrente iniziale dell'amplificatore

(i₁ + i₂)_min = 2I_mendicare.

Ciò consente di formulare un metodo di stabilizzazione: per stabilizzare il modo dell'amplificatore di classe AB a qualsiasi corrente iniziale desiderata, è necessario e sufficiente stabilizzare il valore minimo della somma delle correnti dei bracci, che è pari al doppio valore della corrente iniziale di un braccio.

Schema a blocchi generalizzato

Sulla fig. 2 mostra il circuito amplificatore più semplice con stabilizzazione della corrente iniziale secondo il metodo proposto. È stato ottenuto modificando il circuito da [4] includendo un resistore R13 e un rilevatore di picco su un transistor VT8. Gli impulsi di tensione attraverso il resistore R13 sono massimi alla minima tensione totale attraverso i resistori R10 e R11, cioè nella modalità di riposo dell'amplificatore e quando il segnale passa per zero. La corrente di emettitore del transistor VT8 carica il condensatore C3 ad una tensione appena inferiore alla tensione massima ai capi del resistore R13. In questo caso, la tensione all'ingresso del regolatore di tensione di polarizzazione VT3 è tanto maggiore quanto minore è la tensione totale ai capi dei resistori R10 e R11. Con una diminuzione della corrente iniziale dei transistor VT6 e VT7, la tensione di polarizzazione aumenta e, man mano che aumentano, diminuisce. Di conseguenza, la corrente iniziale dei transistor dello stadio terminale si stabilizza al livello della corrente di riposo.

Fig. 2.

Indipendentemente dal design specifico, che si tratti di un trasformatore o di un amplificatore senza trasformatore con collegamento in parallelo o in serie dei bracci, è possibile nominare gli elementi obbligatori per stabilizzarne la modalità. Questi elementi sono mostrati in Fig. 3, alcuni dei quali sono utilizzati, in particolare, nell'amplificatore, il cui circuito è mostrato in fig. 2. Il circuito generalizzato comprende l'amplificatore stesso e il regolatore di tensione di polarizzazione, ad eccezione del carico R„. Il regolatore di tensione di polarizzazione è il transistor VT3 con resistore R6.

Fig. 3.

I sensori di corrente 1 e 2 in due bracci dell'amplificatore in fig. 2 sono i resistori R10 e R11; il dispositivo sommatore viene implementato collegando questi resistori in serie: da essi viene sottratta una tensione proporzionale alla somma delle correnti. Utilizzando il transistor VT3, la tensione totale minima viene invertita nella tensione massima ai capi del resistore R13. Il rilevamento di questa tensione viene effettuato da un transistor VT8 con un circuito RC R12C3.

È opportuno combinare tutti questi elementi in uno speciale modulo di stabilizzazione, poiché sono loro che insieme stabilizzano una data corrente iniziale dell'amplificatore e assicurano che questa corrente sia uguale alla corrente di riposo. Questi elementi non partecipano all'amplificazione del segnale. Di seguito è riportata una descrizione di un modulo di stabilizzazione più complesso progettato per un circuito amplificatore simmetrico con sensori di corrente situati nei circuiti di potenza.

Selezione della corrente iniziale

Fornendo la possibilità di stabilizzare la corrente iniziale, è necessario giustificare la scelta del suo valore ottimale e l'intervallo di variazione consentito. Per selezionare la corrente ottimale I_mendicare considerare la dipendenza dei principali parametri di un amplificatore in classe AB dalla corrente iniziale, che varia entro i limiti massimi, cioè da zero (classe B) a 0,5I_m (classe A) e sull'ampiezza della corrente del segnale.

I grafici calcolati della dipendenza di questi parametri dalla corrente iniziale dell'amplificatore sono mostrati in Fig. 4a.

Fig. 4.

La curva di efficienza caratterizza la dipendenza della massima efficienza dell'amplificatore dal valore selezionato della corrente iniziale. Con il suo aumento, l'efficienza massima diminuisce dal valore di 0,785, caratteristico degli amplificatori in classe B, a 0,5, caratteristico degli amplificatori in classe A.

curva p_caldo/P_{fuori max}   Caratterizza la massima potenza termica dissipata nei transistor di uscita dalla corrente iniziale selezionata dell'amplificatore. Alla corrente iniziale I_mendicare ≥ 0,13 I_m, la massima potenza termica è determinata proprio da questa corrente a riposo dell'amplificatore (tratto rettilineo ascendente della curva). Con una corrente iniziale inferiore, la potenza termica massima è determinata principalmente dalla potenza della corrente di segnale alternata, rilasciata sui transistor di amplificazione. Per amplificatori di classe B (a I_mendicare = 0) la massima potenza termica raggiunge 0,405R_{fuori max}.

curva t_min/T caratterizza la durata relativa (in frazioni di periodo) del minimo della somma delle correnti di spalla in funzione della corrente iniziale:

 t_min/T = α₀/(π/2) = 2α₀/C = (2arcosin (2I_mendicare))/π.

Questa dipendenza caratterizza la velocità richiesta (tempo di lettura) del rivelatore di valore minimo. La durata del minimo della somma delle correnti è tanto più lunga, e le esigenze per il rivelatore di picco sono corrispondentemente minori, quanto maggiore è la corrente iniziale. In classe A, non è affatto necessario un rilevatore di picco. Quando la corrente iniziale diminuisce, i requisiti per il rilevatore di picco aumentano naturalmente.

Sulla fig. 4b mostra la dipendenza della potenza termica rilasciata sui transistor di amplificazione dalla corrente del segnale a diverse correnti iniziali dell'amplificatore. Queste curve mostrano chiaramente la zona dei valori ottimali della corrente iniziale. Può essere considerata una corrente da 0 a 0,1I_m. Alla corrente massima di questo intervallo, non sono garantite distorsioni di tipo a gradino e la potenza termica rilasciata dai transistor in modalità di riposo non supera la potenza loro assegnata in modalità segnale forte. Nell'intero intervallo possibile di correnti di segnale, oscilla intorno al valore 0,4P_{fuori max} e supera al massimo la potenza termica massima degli amplificatori di classe B solo del 10%, rimanendo inferiore alla potenza termica massima degli amplificatori di classe A di 4,5 volte.

L'efficienza massima di un amplificatore con questa corrente iniziale è del 77%, che è inferiore solo del 2% rispetto agli amplificatori di classe B. Un ulteriore aumento della corrente iniziale, sebbene accettabile, non fornisce alcun guadagno energetico e quasi nessuna riduzione della distorsione. La riduzione della corrente iniziale è auspicabile dal punto di vista della riduzione delle perdite di potenza termica nella modalità di riposo. Se questo è appropriato dipende dallo sviluppatore. La stabilizzazione diretta della corrente iniziale elimina il pericolo di lavorare con tensioni di polarizzazione che chiudono completamente l'amplificatore, e quindi il rischio di rottura del circuito di feedback negativo comune (CNF). La distorsione non lineare viene ridotta mediante feedback e può essere controllata durante l'impostazione dell'amplificatore. In questo caso, la corrente iniziale dell'amplificatore può essere impostata significativamente inferiore a 0,1 I_m.

La parte superiore della gamma dinamica dei segnali amplificati che portano lo stadio di uscita dalla modalità di classe A alla modalità di classe AB è correlata dalla relazione I_m/(2I_mendicare) Ad una corrente iniziale di 0,1I_m è 14 dB e con una corrente iniziale di 0,05I_m -20 db. Se osserviamo il segnale amplificato con un oscilloscopio, vedremo valori di picco superiori di 14 ... 20 dB rispetto al livello quadratico medio dei segnali audio. Ciò significa che se la massima potenza di uscita degli amplificatori viene utilizzata per riprodurre esattamente questi picchi senza distorsioni, allora il più delle volte l'amplificatore funziona a livelli di segnale relativamente bassi, cioè in modalità di classe A. Ciò giustifica la riduzione della corrente di riposo e , di conseguenza, il consumo energetico in questa modalità. Il valore massimo della corrente iniziale dell'intervallo consigliato è evidenziato in fig. 4, ma tratteggiato.

Amplificatore sperimentale

Sulla fig. La Figura 5 mostra un diagramma di un amplificatore di media potenza di alta qualità, che può essere caricato con un sistema di altoparlanti S-30.

Fig. 5.

Quando si considera il circuito, le conclusioni 1 e 3, nonché 4 e 6 del modulo di stabilizzazione, possono essere considerate chiuse a coppie. I pin 2 e 5 sono uscite antifase per il controllo dei regolatori di tensione di polarizzazione.

Le caratteristiche dell'amplificatore stesso sono l'uso di potenti transistor ad effetto di campo nello stadio di uscita e la simmetria della struttura per entrambe le polarità del segnale amplificato. La tensione di polarizzazione per i transistor ad effetto di campo è formata sui resistori R17 e R18 dalle correnti dei transistor VT1 e VT2 e la loro regolazione automatica avviene mediante regolazione sincrona delle correnti degli stadi preliminari dell'amplificatore da parte dei transistor VT3 e VT4. I resistori Rl9 e R20 servono ad aumentare la stabilità dinamica dei transistor, elementi C10, R21, R22 e L1 - per correggere la risposta in frequenza di un sistema con una natura complessa del carico.

Modulo di stabilizzazione

Il modulo di stabilizzazione per un circuito amplificatore simmetrico ha misuratori di corrente di spalla isolati dal carico e un alimentatore comune viene utilizzato come sorgente di tensione di riferimento; inoltre il modulo dispone di due uscite antifase. Il suo schema è mostrato in Fig. 6.

Fig. 6.

I sensori di misura della corrente minima nei bracci dello stadio di uscita sono i resistori R1 e R3, in derivazione, come nel circuito di Fig. 2, diodi al silicio VD1 e VD2 per bypassare l'elevata corrente di carico. Per la sommatoria vengono utilizzate copie ridotte di queste correnti, formate dai transistor VT3 e VT4 con resistori di impostazione della corrente R4 e R5. I transistor VT1 e VT2 vengono utilizzati per compensare la tensione base-emettitore dei transistor VT3 e VT4. A causa di ciò, la tensione ai capi dei resistori R4 e R5 può essere considerata uguale alla tensione ai capi dei resistori R1 e R3 e il coefficiente di trasferimento di corrente dai misuratori agli stadi di copia è uguale al rapporto tra le resistenze dei resistori R1 a R4 e R3 a R5.

Il dispositivo sommatore è implementato sul resistore R7. Una copia in scala della corrente del braccio inferiore dello stadio di uscita gli viene fornita direttamente attraverso il collettore VT4, e una copia della corrente del braccio superiore corrispondente alla stessa scala viene alimentata dal transistor VT3 attraverso lo specchio di corrente sui transistor VT5 , VT6 con resistori R6 e R8. Le correnti dei transistor VT4 e VT6 vengono aggiunte alla corrente del transistor VT8 attraverso il resistore R7. Allo stesso tempo, la somma minima delle correnti VT4 e VT6 si trasforma in una corrente massima VT8, cioè la tensione massima ai capi del resistore R12 quando il segnale amplificato passa per lo zero e nella modalità di riposo dell'amplificatore.

A riposo, questa tensione è costante e massima. Man mano che l'ampiezza del segnale cresce, diventa prima piccolo e raro, poi profondi e lunghi cali, acquisendo la forma di una curva caotica, vertici legati ai valori di tensione massima. I buchi più profondi corrispondono alla massima ampiezza del segnale, i buchi più lunghi corrispondono alle frequenze amplificate più basse; le cime piatte corrispondono al funzionamento dell'amplificatore in modalità classe A, i centri delle cime corrispondono ai momenti in cui il segnale amplificato passa per lo zero.

Il rilevatore di picco sul transistor VT7 carica rapidamente il condensatore C1 a una tensione leggermente inferiore (di ΔU_bae ≈ 0,6 V) tensione massima ai capi della resistenza R12. Costante di tempo τ_carica ≈ C1 R12/h_21E7, dove h_21E7 - coefficiente di trasferimento di corrente della base del transistor VT7. Lo scarico è più lento. La sua costante di tempo τ_tempo ≈ C1 R11.

Rapporto τ_carica/τ_tempo = R12/(R11 h_21E7) non dovrebbe essere superiore alla durata relativa della somma minima delle correnti dei bracci, poiché la carica (leggendo le informazioni sulla somma minima delle correnti) dovrebbe essere il più veloce possibile e la scarica (memorizzando queste informazioni fino alla lettura successiva) dovrebbe essere il più lungo possibile: τ_carica/τ_tempo ≤ t_min/T.

La modalità di funzionamento più pesante del rilevatore di picco è la modalità di segnale massimo alla frequenza amplificata inferiore F_н quando le cadute di tensione attraverso il resistore R12 sono massime sia in profondità che in durata. Secondo l'ampiezza consentita delle increspature sul condensatore C1 in questa modalità δ_п, espressa in percentuale, con una resistenza di scarica nota (R11 nel circuito di Fig. 6), si può anche calcolare la capacità minima di questo condensatore 

La tensione attraverso questo condensatore è costante quando l'amplificatore è a riposo. Nella modalità di amplificazione, questa tensione acquisisce impulsi a dente di sega poco profondi (misurati in unità o frazioni di percentuale) al posto dei cali di tensione di ingresso quando l'amplificatore esce dalla modalità di classe A, con un lento decadimento e un rapido ritorno al valore massimo in classe Modalità A. Questa tensione, in media, rimane proporzionale alla corrente iniziale dell'amplificatore e funge da tensione di controllo dei regolatori di polarizzazione.

Il ripple della tensione di controllo introduce inevitabilmente piccole distorsioni alle frequenze di segnale più basse. Ma queste distorsioni sono tanto minori quanto maggiore è la capacità del condensatore di accumulo del rivelatore; vengono introdotti solo in un segnale forte che porta l'amplificatore fuori dalla classe A, e in un circuito simmetrico, come il nostro, vengono compensati reciprocamente dai bracci dell'amplificatore. Nell'amplificatore sperimentale, queste distorsioni non si fanno sentire in alcun modo.

Il circuito C7R2 è incluso nel circuito del collettore del transistor VT9, esattamente come nel circuito dell'emettitore - C1R11. Ciò consente di ottenere una seconda uscita antifase del modulo di stabilizzazione. Il resistore R10 serve a limitare la corrente di spunto del transistor VT7 durante i transitori. L'impostazione della corrente iniziale dell'amplificatore è possibile scegliendo resistori uguali R1 e R3, nonché selezionando il resistore R7 o R12. La modalità di stabilizzazione di questa corrente non richiede alcuna regolazione successiva.

Esempio di calcolo degli elementi di stabilizzazione

Il sistema di altoparlanti selezionato è progettato per una potenza di uscita fino a 30 watt. Con la sua resistenza elettrica nominale di 4 ohm e la potenza di uscita dell'amplificatore di 15 W, l'ampiezza della corrente sarà di 2,74 A. Il valore massimo consigliato della corrente iniziale, pari alla corrente di riposo dei transistor di uscita, è I_{massimo iniziale} = 0,1I_m = 0,274A. Scegli io_mendicare = 0,1 A.

Valore normalizzato I_mendicare = I_mendicare/I_m = 0,1/2,74 = 0,0365

Poiché il calcolo è soggetto a un sistema a circuito chiuso con feedback, i cui elementi dipendono l'uno dall'altro, rompiamolo mentalmente nel punto di giunzione dell'amplificatore stesso e del modulo di stabilizzazione. Impostiamo la tensione nominale per il controllo dei regolatori di polarizzazione convenienti per il funzionamento, che dovrebbe essere impostata a questo punto in modalità lineare con la corrente iniziale selezionata (corrente di riposo) U_ex = 10 V. Ciò consente di calcolare gli elementi dei due circuiti indipendentemente l'uno dall'altro.

Nell'amplificatore stesso (vedi Fig. 5) per i transistor ad effetto di campo selezionati, la tensione di soglia misurata è 3,5 ... 3,8 V. Con i resistori R17 e R18 indicati nel diagramma, questa tensione viene raggiunta a una corrente di transistor TV1 e TV2 nel campo 7,45 .8,01...5 mA. Approssimativamente le stesse correnti dovrebbero avere transistor VT6 e VT3. Le correnti dei transistor VT4 e VT1 sono uguali alla somma delle correnti VT3 e VT2 o VT4 e VT15; prendiamoli pari a 5 mA. In questo caso, la resistenza dei resistori R6 = RXNUMX = (U_ex - ∆U_bae)/IO_VT3 = (10 - 0,6)/15 10^-3 ≈ 620 Ohm.

La disuguaglianza della tensione di soglia dei transistor VT7 e VT8 e le corrispondenti correnti dei transistor VT1 e VT2 si ottengono automaticamente dall'azione dell'OOS attraverso il resistore R13, che garantisce l'uguaglianza delle correnti di drain dei transistor VT7 e VT8.

Procediamo al calcolo degli elementi del modulo di stabilizzazione (vedi Fig. 6). Scegliamo la resistenza dei resistori R1 e R3 in modo che la tensione operativa su di essi, a causa del doppio della corrente iniziale, fosse ovviamente inferiore alla tensione di apertura (0,6 V) dei potenti diodi al silicio VD1 e VD2: R1 = R3 < U_TCI/(2I_mendicare) \u0,6d 2 / (0,1 3) \uXNUMXd XNUMX ohm.

Scegli R1 = R3 = 2 ohm.

La tensione operativa attraverso questi resistori a riposo dell'amplificatore, controllata durante l'impostazione (più correttamente, non c'è nulla da impostare durante il controllo), sarà

U_R1 = u_R3 = I_mendicareR1 = 0,2 V.

Con i valori selezionati R4 = R5 = 100 Ohm, le correnti dei transistor VT3 e VT4 saranno copie ridotte di 50 volte delle correnti dei bracci dell'amplificatore. In modalità silenziosa e quando il segnale passa per lo zero, saranno pari a 2 mA. Il valore massimo di tali correnti, pari a 7 mA, è determinato dalla tensione massima (0,7 V) sui diodi VD1 e VD2. Selezioniamo la resistenza del resistore R7 dalla condizione che la corrente massima di uno di

transistor VT3 o VT4 quando un segnale sufficientemente forte passa attraverso la cascata

sul transistor VT8 può chiudere: R7 = E_Pete/(2 I_макс) \u60d 2 / (7 4,3) \u3d 4 kOhm. Non è pericoloso se le correnti massime se le correnti massime dei transistor VT7 e VT8 saranno leggermente superiori o inferiori a 8 mA. Non portano informazioni sulla corrente iniziale dell'amplificatore e il transistor VTXNUMX è chiuso o la sua corrente è minima. In modalità silenziosa o quando la tensione del segnale passa per zero, il transistor VTXNUMX è aperto e il suo collettore lo è

massimo attuale: 

I_{VT8 max} = (0,5 E_Pete - ΔU_bae)/R7 - 2I_mendicare/ 50 \u0,5d (60 0,6 - 4,3) / 2 - (100 50) / 3 \uXNUMXd XNUMX mA.

Con questa corrente si forma la tensione di controllo nominale dei regolatori di tensione di polarizzazione. La resistenza del resistore R12 è determinata dalla condizione che la tensione costante su di esso in modalità silenziosa o pulsante nel momento in cui il segnale amplificato passa attraverso lo zero sarà ΔU_bae maggiore della tensione di controllo:

R12 = (u_ex + ΔU_bae)/IO_{VT8 max} \u10d (0,6 + 3) / 3,6 \uXNUMXd XNUMX kOhm

Calcolo numerico della capacità minima del condensatore C1 secondo la formula data nella sezione precedente, in F_н = 20 Hz e δ_п = 3% dà 82 uF. I condensatori applicati C1 e C2 hanno una capacità inferiore, ma è raddoppiata dai condensatori C4 e C5 dell'amplificatore stesso (Fig. 5).

Verifica delle prestazioni del rilevatore di picco:

τ_carica/τ_tempo = R12/(R11 h_21E7) = 3600/(10000 100) = 0,0036;

 t_min/T \u2d (2 arcsin (0,0365 0,0465)) / π \uXNUMXd XNUMX.

Il rapporto τ_carica/τ_tempo ≤ t_min/T è riservato.

Deriviamo una formula per verificare il calcolo della corrente iniziale in base ai parametri selezionati e dati degli elementi del circuito. La corrente di riposo (ovvero iniziale) dei transistor potenti è determinata dalla loro tensione di polarizzazione, che, con una pendenza elevata o molto elevata delle sezioni ascendenti delle caratteristiche dei transistor ad effetto di campo, non differisce molto dalla tensione di soglia di questi transistor , quindi assumeremo che per qualsiasi corrente iniziale, la tensione di polarizzazione sia approssimativamente uguale alla soglia.

Dato che le correnti dei transistor VT3 e VT4 (in Fig. 5) sono divise a metà dai transistor degli stadi differenziali, abbiamo

La seconda uguaglianza è equivalente alla prima, poiché R5 = R6 e R17 = R18.

Secondo lo schema di Fig. 6 sa scrivere 

Risolvendo queste espressioni insieme, otteniamo per l'amplificatore nel suo insieme

Qui vengono introdotti indici aggiuntivi per designare il nodo a cui appartiene questo o quel resistore: ms - modulo di stabilizzazione, ms - l'amplificatore stesso.

Calcolo numerico con sostituzione nella formula dei dati dell'amplificatore in U_poi = 3,5 V dà il valore di I_mendicare = 102,5 mA con un errore accettabile. Ma è particolarmente utile utilizzare questa formula per valutare l'effetto sulla corrente iniziale dell'amplificatore di deriva di alcuni parametri degli elementi dell'amplificatore e, prima di tutto, la tensione di soglia dei transistor ad effetto di campo. Un cambiamento completamente inaccettabile in U per molti amplificatori_poi transistor di ±20% porterebbe al loro guasto o a una grave distorsione del segnale. Nel nostro caso, cambia solo la corrente iniziale dell'amplificatore di ± 12,5%, il che è abbastanza accettabile e molto probabilmente non verrà nemmeno notato dagli ascoltatori.

Costruzione e dettagli

L'amplificatore è realizzato sulla base del design "Radio engineering U-101-stereo". Due circuiti stampati dell'amplificatore, corrispondenti al disegno di fig. 7, invece dei circuiti stampati dei moduli ULF-50-8, sono installati sui dissipatori di calore dell'amplificatore di base. I transistor terminali VT7 e VT8 sono fissati su dissipatori di calore isolati senza isolamento aggiuntivo. Condensatori di ossido di amplificazione - K50-35, C7 - Jamicon NK non polari, il resto - K10-17. Resistori R19 e R20 - C5-16MV, il resto - C2-33H. Lo starter senza cornice L1 del modulo ULF-50-8 contiene 16 giri di filo PEV-11,3, avvolto in due strati con un diametro interno di 5 mm.

Fig. 7.

Schede di moduli di stabilizzazione, il cui disegno è mostrato in fig. 8, installato perpendicolarmente alle schede dell'amplificatore; sono fissati dalle loro conclusioni 1-6. Condensatori - K50-35, resistori - S2-33N.

Fig. 8.

conclusione

L'apparente complessità del modulo di stabilizzazione all'inizio è giustificata dall'efficacia del metodo di stabilizzazione proposto, dalla facilità di calcolo e dal basso consumo energetico di questo modulo, nonché dalla quasi assenza di necessità di costruire un amplificatore. Ciò è confermato anche dal funzionamento impeccabile dell'amplificatore sperimentale per diversi anni. Tale stabilizzazione del regime di potenti cascate può essere applicata sia in amplificatori di alta classe e maggiore affidabilità, sia nella maggior parte degli amplificatori a transistor, nei dispositivi di controllo, misurazione e automazione.

Letteratura

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Autore: V. Efremov

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Prendersi cura degli animali domestici può spesso essere una sfida, soprattutto quando si tratta di mantenere pulita la casa. È stata presentata una nuova interessante soluzione della startup Petgugu Global, che semplificherà la vita ai proprietari di gatti e li aiuterà a mantenere la loro casa perfettamente pulita e in ordine. La startup Petgugu Global ha presentato una toilette per gatti unica nel suo genere in grado di scaricare automaticamente le feci, mantenendo la casa pulita e fresca. Questo dispositivo innovativo è dotato di vari sensori intelligenti che monitorano l'attività della toilette del tuo animale domestico e si attivano per pulirlo automaticamente dopo l'uso. Il dispositivo si collega alla rete fognaria e garantisce un'efficiente rimozione dei rifiuti senza necessità di intervento da parte del proprietario. Inoltre, la toilette ha una grande capacità di stoccaggio degli scarichi, che la rende ideale per le famiglie con più gatti. La ciotola per lettiera per gatti Petgugu è progettata per l'uso con lettiere idrosolubili e offre una gamma di accessori aggiuntivi ... >>

L'attrattiva degli uomini premurosi 14.04.2024

Lo stereotipo secondo cui le donne preferiscono i "cattivi ragazzi" è diffuso da tempo. Tuttavia, una recente ricerca condotta da scienziati britannici della Monash University offre una nuova prospettiva su questo tema. Hanno esaminato il modo in cui le donne hanno risposto alla responsabilità emotiva degli uomini e alla volontà di aiutare gli altri. I risultati dello studio potrebbero cambiare la nostra comprensione di ciò che rende gli uomini attraenti per le donne. Uno studio condotto da scienziati della Monash University porta a nuove scoperte sull'attrattiva degli uomini nei confronti delle donne. Nell'esperimento, alle donne sono state mostrate fotografie di uomini con brevi storie sul loro comportamento in varie situazioni, inclusa la loro reazione all'incontro con un senzatetto. Alcuni uomini hanno ignorato il senzatetto, mentre altri lo hanno aiutato, ad esempio comprandogli del cibo. Uno studio ha scoperto che gli uomini che mostravano empatia e gentilezza erano più attraenti per le donne rispetto agli uomini che mostravano empatia e gentilezza. ... >>

Notizie casuali dall'Archivio Tour in mongolfiera nella stratosfera 25.02.2023 La società giapponese Iwaya Giken ha iniziato ad accettare richieste per tour in mongolfiera ad alta quota. La doppia capsula garantirà la consegna del pilota con un turista ad un'altezza di 25 km. Sarà possibile sentirsi un quarto di un astronauta per una cifra relativamente modesta di circa $ 180 Man mano che il progetto si sviluppa, i prezzi promettono di scendere in modo significativo, il che renderà i "voli nello spazio" accessibili a una vasta gamma di cittadini. La capsula turistica si presenta come un barile del diametro di 1,5 m con pareti, soffitto e pavimento trasparenti. Un pallone ad elio solleverà la capsula nel cielo. Il sistema, come puoi immaginare, è riutilizzabile. In futuro gli sviluppatori promettono voli a intervalli di una settimana, o forse anche più spesso, ma tutto dipenderà dalle condizioni meteorologiche. I voli per la ISS nell'ambito dei programmi di turismo spaziale costano diverse decine di milioni di dollari USA a persona. Anche salire su navette riutilizzabili nella stratosfera fino ai confini dello spazio di Virgin Galactic e Blue Origin non è un piacere economico. Idealmente, il prezzo di un biglietto per un'attrazione del genere con un aumento di 80-100 km dalla Terra dovrebbe scendere a 250mila dollari, ma finora è decisamente più alto. I tour in mongolfiera diventeranno infatti accessibili a più persone sia nel prezzo che nel livello di formazione richiesto. La salita in aereo fino a un'altitudine massima di circa 25 metri richiederà circa due ore. Un'ora sarà trascorsa in quota e poi seguirà un'ora di discesa. Più divertimento per meno soldi. Perché no? I tour stessi saranno organizzati dalla società specializzata JTB Corp, che è diventata partner nello sviluppo della piattaforma ad alta quota. I vincitori del primo turno di selezione saranno annunciati nel mese di ottobre. I primi cinque passeggeri potranno volare entro la fine di quest'anno. Le partenze dovrebbero essere organizzate da Hokkaido. I voli si svolgeranno sul territorio del Giappone. Alla fine, il costo dei tour scenderà a diverse migliaia di dollari USA. Questo "democratizza" i voli spaziali, ne sono sicuri gli organizzatori e gli inventori.

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Materiali interessanti della Biblioteca Tecnica Libera:

▪ sezione del sito Puzzle divertenti. Selezione dell'articolo

▪ Articolo radar. Storia dell'invenzione e della produzione

▪ articolo Perché il nord è mostrato sulle mappe in alto e dove stanno cercando di rompere questa tradizione? Risposta dettagliata

▪ articolo Composizione funzionale dei televisori Colormat. Direttorio

▪ articolo Il principio di funzionamento del contatore elettronico. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

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