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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricetrasmettitore SI-93. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili Gli elevati parametri dichiarati dall'autore di questo ricetrasmettitore possono essere presi con scetticismo da alcuni lettori. Tuttavia, la circuiteria del ricetrasmettitore fa sperare che coloro che lo ripeteranno riescano a ottenere un dispositivo con parametri molto buoni. Un tempo, un test durante le competizioni KB a tempo pieno di una dozzina e mezza dello stesso tipo di ricetrasmettitori di tipo UW3DI, realizzati da diversi radioamatori, ha mostrato che la loro diffusione in dinamica raggiunge fino a 30 dB. Quindi, alla fine, molto dipende dall'esperienza del radioamatore e dalle sue capacità. Il ricetrasmettitore proposto all'attenzione dei lettori è predisposto per comunicazioni telegrafiche e telefoniche con modulazione a banda laterale singola e bande amatoriali 1,9; 3,5; 7, 14, 21 e 28 MHz. Durante il suo sviluppo, il compito è stato quello di creare un dispositivo moderno con elevate caratteristiche tecniche e allo stesso tempo relativamente semplice in termini di circuiti e che consentisse l'utilizzo di componenti radio ampiamente utilizzati. I migliori, ma secondo l'autore, gli sviluppi radioamatoriali sono stati utilizzati insieme a soluzioni di circuiti originali. Il risultato è un dispositivo con le seguenti caratteristiche tecniche:
Alcune delle specifiche, come la sensibilità, la gamma dinamica, possono sembrare esagerate, ma in realtà lo sono. Per le misurazioni è stato utilizzato un generatore di rumore su lampada 2DZB (1, 2] e il dispositivo "Dynamics" [1), quest'ultimo modificato per ridurre la densità spettrale del rumore laterale ed escludere la penetrazione del segnale in uscita bypassando l'attenuatore . Il ricetrasmettitore è realizzato su un circuito con due conversioni di frequenza. La scelta delle frequenze intermedie (5 MHz e 500 kHz) è dettata dall'esigenza di semplicità nell'implementazione di nodi selettivi, che nel contempo forniscano una selettività reale sufficientemente elevata. I percorsi di ricezione e trasmissione sono combinati. Comuni sono i filtri passa-banda (BPF), un generatore di gamma regolare (GPA), miscelatori, filtri al quarzo ed elettromeccanici e un blocco di generatori di frequenza di riferimento. Lo schema elettrico del ricetrasmettitore è mostrato in Figura 1, diagrammi dei suoi singoli nodi - in fig. 2 - 16. Nella modalità di ricezione, il segnale dall'ingresso dell'antenna (jack XW1) attraverso l'attenuatore A1 (vedi figura 2) e PDF Z2 a tre loop (immagine 3) con un guadagno di 6 dB entra nel primo mixer U1 (immagine 4)realizzato sui transistor U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 [4]. Tale mixer ha un basso livello di rumore, un coefficiente di trasmissione relativamente alto e sopprime il segnale dell'oscillatore locale in uscita di circa 60 dB L'induttore U1-L5, che ha una grande resistenza alle frequenze operative, è incluso nel circuito sorgente di il transistor U1-VT1 e crea un profondo feedback negativo. Per la corrente alternata, viene deviato dalla resistenza del canale del transistor U1-VT7 (VT8). La tensione dell'oscillatore locale fornita alle prime porte di questi transistori provoca una modulazione della profondità di retroazione, cioè cambia la pendenza della caratteristica di trasferimento senza spostare il punto di lavoro del transistore U1-VT1. Come tasti in tutti i mixer del ricetrasmettitore, vengono utilizzati i transistor KP350A, che hanno buone caratteristiche di commutazione lineare, e consentono anche di introdurre l'AGC attraverso le seconde porte, il che non peggiora le caratteristiche dinamiche della parte ricevente. Il guadagno del mixer è di circa 1. La gamma dinamica di intermodulazione - a livello di 90...95 dB - si ottiene con la messa a punto complessiva del ricetrasmettitore Un livello di 100 dB o più è ottenibile solo con un'accurata messa a punto dell'U1 -Circuiti L1C6C7 e U2-L1C2 (vedi figura 5), e senza l'uso di interlineatori di ferrite, nonché un'attenta selezione degli elementi del circuito U1-R5VD1C1R3, che apparentemente fornisce il "bilanciamento" del mixer. GPA G1 (vedi figura 6) realizzato sui transistor G1-VT1, G1-VT2 e U1-VT5, U1-VT6 e genera oscillazioni nelle gamme di frequenza indicate in Tabella. uno. Tabella 1
Per semplificare questo nodo, sono stati utilizzati solo quattro relè per la commutazione delle gamme, il che ha portato naturalmente a un allungamento non ottimale di alcune gamme. Per il normale funzionamento del mixer, la frequenza GPA nelle bande 21 e 28 MHz deve essere doppia. Questo problema viene risolto accendendo il secondo transistor (L11-VT7) negli intervalli specificati, grazie ai quali il mixer commuta due volte più spesso, il che equivale a raddoppiare la frequenza GPA. Maggiori dettagli su questo possono essere trovati in [5]. Per garantire il massimo guadagno possibile del mixer nelle bande 21 e 28 MHz, il GPA dispone di un sistema per la stabilizzazione rigida dell'ampiezza della tensione di uscita (G1-VD4 e U1-VT5) ed è anche possibile modificare senza problemi la tensione di polarizzazione di transistor L11-VT7, U1-VT8 con resistore trimmer U1-R29. Dall'uscita del mixer sul transistor U1-VT1, la tensione del primo IF (5 MHz) attraverso il circuito P corrispondente U1-C6L1C7 va all'amplificatore, realizzato sul transistor U1-VT2, viene amplificato di circa 6 dB e viene rilasciato sul circuito U2-L1C2, collegato all'ingresso del filtro a cristalli U2-Z01 - U2-Z04 (immagine 5) con un coefficiente di trasferimento di circa 4 dB (dovuto alla trasformazione delle resistenze). Dall'uscita del filtro al quarzo, il segnale del primo IF va al secondo mixer, assemblato sui transistor U2-VT1, U2-VT3 e simile in linea di principio al mixer sui transistor U1-VT1, U1-VT7, U1-VT8 . Il coefficiente di trasmissione di questo miscelatore è -15...20 dB. Il segnale di riferimento con un'ampiezza di 5 ... 7 V e una frequenza di 4,5 MHz viene inviato al secondo mixer da blocco generatore G2 (Fig. 7), realizzato su microcircuiti G2-DD1 - G2-DD3 e transistor G2-VT1, G2-VT2 e generando oscillazioni con una frequenza di 4,5 MHz e 500 kHz. Questi ultimi si ottengono dividendo la frequenza dell'oscillatore master sull'IC DD1 (13,5 MHz) prima per 3 (G2-DD2), e poi per altri 9 (G2-DD3). Le cascate sui transistor G2-VT1 e G2-VT2 sono amplificatori risonanti che generano segnali di buona forma sinusoidale. I circuiti collettori di questi transistor includono diodi G2-VD1, G2-VD2, che consentono di ottenere sui circuiti segnali con un'ampiezza di 40 ... 50 V. Per questo motivo è stato possibile utilizzare divisori capacitivi G2- C7C8 e G2-C9C10 con un rapporto di divisione elevato hanno consentito, insieme ai filtri di uscita G2-L4C11 e G2-L6C18C19L7C11, di ottenere segnali esemplari dell'ampiezza e della qualità richieste. Il secondo segnale IF (500 kHz) passa, attenuato di 6 dB, attraverso il filtro elettromeccanico (EMF) U3-Z1 (immagine 8) ed entra nell'ingresso di un amplificatore cascode realizzato sui transistor U3-VT2, U3-VT3. L'amplificatore si distingue per un basso livello del proprio rumore e fornisce (dall'ingresso EMF) un'amplificazione del segnale di 60 dB. Le seconde porte dei transistor sia del secondo mixer che dell'amplificatore del secondo IF sono alimentate con tensione AGC dal blocco A5. Il circuito U3-VD1R4R3C11VT1 fornisce una modalità di ascolto automatico durante la trasmissione ed elimina i clic di commutazione. Dall'uscita del secondo amplificatore IF, il segnale viene inviato al rilevatore di segnale a banda laterale singola, assemblato sui transistor U3-VT4, U3-VT5. Si differenzia da quelli noti per un grande coefficiente di trasmissione (circa 10 dB), bassi livelli di rumore e di sottofondo, nonché una grande capacità di sovraccarico. Il segnale di riferimento con una frequenza di 500 kHz proviene dal blocco G2. Dall'uscita del rivelatore, il segnale viene inviato agli ingressi del nodo AGC A5 (foto 9) e amplificatore AF A6 (foto 10). Quando si ricevono segnali telegrafici, il filtro CW A6-Z1 con una larghezza di banda di circa 300 Hz viene attivato nel percorso AF, realizzato sull'amplificatore operazionale DA2, DA3 secondo lo schema fornito in [6]. A richiesta dell'operatore può essere inserito nel percorso uno sfasatore a bassa frequenza A6-L1R12C14C15 (modalità convenzionalmente denominata "Stereo"). Quest'ultimo sposta la fase del segnale di 90° ad una frequenza di 900 Hz, il che migliora la reale selettività grazie alle proprietà selettive dell'orecchio umano e, come minimo, riduce l'affaticamento dell'operatore, soprattutto in modalità CW. La correzione applicata e il guadagno selezionato (circa 30 dB) del microcircuito A6-DA1 hanno permesso di ottenere un piacevole suono "trasparente" del segnale. Dall'uscita del rivelatore (U3), un segnale contenente componenti a bassa e alta frequenza (500 kHz) viene inviato all'ingresso dell'emettitore inseguitore A5-VT1 del sistema AGC, dopodiché si dirama in due canali. Il canale a bassa frequenza (A5-VT2, A5-VT3), che contiene un amplificatore logaritmico (A5-VT3), assicura il funzionamento dell'AGC e del misuratore S da 3 a 7 punti della scala S. L'assenza di un la frequenza di riferimento di 500 kHz all'uscita del rilevatore di tensione ha permesso di utilizzare il segnale FC per il funzionamento del canale ad alta velocità A5-VD1VD2VT6. La cascata sui transistor A5-VT6, A5-VT7 è composta da due integratori combinati con condensatori di regolazione del tempo A5-C11, A5-C12. L'introduzione del transistor A5 VT6 ha permesso di aumentare notevolmente l'impedenza di ingresso dell'integratore e, di conseguenza, di ridurre la capacità del condensatore A5-C12, che, a sua volta, gli ha permesso di caricarsi rapidamente. Con la comparsa di un segnale per il primo periodo della tensione IF, il condensatore A5-C12 viene caricato e la tensione sui collettori dei transistor A5-VT6, A5-VT7 diminuisce bruscamente, il che corrisponde a una diminuzione della tensione AGC e, di conseguenza, una diminuzione del guadagno complessivo del percorso ricevente. Con l'avvento del segnale AF (molto più tardi), il transistor A5-VT4 si chiude, aumentando la costante di tempo del circuito AGC, in modo che il guadagno complessivo del ricevitore tra i singoli suoni del parlato sia mantenuto costante (7). Se il segnale AF scompare per più di 100 ms, il transistor A5-VT4 si apre e il condensatore A5-C12 si scarica rapidamente, ripristinando la sensibilità del ricevitore in breve tempo, quasi impercettibile per l'operatore. Il canale ad alta velocità garantisce il normale funzionamento dell'AGC con segnali di ingresso fino a S9 + 80 dB. Per attenuare il rumore impulsivo, al posto del condensatore A5-C7, utilizzando il relè A5-K2, viene attivato A5-C8, di conseguenza il tempo di recupero dell'AGC viene ridotto. Il transistor A5-VT5 disabilita l'AGC in modalità di trasmissione. In generale, il sistema AGC descritto ha le seguenti caratteristiche: la costante di tempo di carica del circuito AGC con una brusca variazione del segnale di ingresso non è superiore a 0,2 ms, la costante di tempo di scarica non è inferiore a 25 s, il tempo di ripristino di la sensibilità del ricevitore quando si perde il segnale AF non supera i 100 ms, senza la natura oscillatoria del processo di costituzione e con un piccolo effetto collaterale di rumore impulsivo. Nella modalità di trasmissione, si forma il segnale originale blocco A4 (vedi figura 11), contenente un amplificatore microfonico op-amp A4-DA1, un modulatore bilanciato (A4-VD2, A4-VD3, A4-T1), un amplificatore DSB (A4-VT1) e un oscillatore telegrafico con chiave (A4-VT2). L'amplificatore del microfono ha un'impedenza di ingresso uguale all'impedenza della sorgente del segnale, che aiuta a ridurre le interferenze ad alta e bassa frequenza. Amplificato a un livello di 3 ... 5 V, il segnale AF viene inviato a un modulatore bilanciato realizzato su varicaps A4-VD2, A4-VD3. Tale modulatore è caratterizzato da una distorsione non lineare molto bassa, ampi livelli di segnale di ingresso e uscita consentiti, nonché dalla facilità di ottenere una grande soppressione della portante. Il segnale a due bande generato viene amplificato dal transistor A4-VT1 e inviato all'EMF A4-Z1, dove la banda laterale inferiore viene filtrata. Il segnale a banda laterale singola viene miscelato nel mixer con una tensione di 4,5 MHz proveniente dal blocco G2. Il segnale totale con una frequenza di 5 MHz e un'ampiezza di circa 7 V viene fornito al circuito U2-L3C6, dove è limitato dai diodi U2-VD1, U2-VD2 a un livello di circa 0,7 V, che comprime il gamma dinamica del segnale SSB a 20 dB. Il filtro a cristalli U2-Z01 - U2-ZQ4 conferisce al segnale la purezza e la qualità necessarie dopo la limitazione specificata. Dall'uscita del filtro (più precisamente, da parte del circuito U2-L1C2), il segnale filtrato entra nel secondo mixer del percorso di trasmissione (U1-VT3, U1-VT4, U1-VT7, U1-VT8), dove è mescolato con il segnale GPA G1. La cascata sui transistor U1-VT3, U1-VT4 ha un grande guadagno stabile (circa 40 dB) e allo stesso tempo non degrada la gamma dinamica del percorso di ricezione (in modalità di ricezione). Dall'uscita del mixer, il segnale entra in uno dei circuiti PDF (Z2). Il segnale filtrato viene amplificato da un amplificatore a banda larga basato sui transistor A2-VT1, A2-VT2 (vedi figura 12) da 100 mV al livello di 7 ... 10 V, dopodiché entra nell'ingresso dell'amplificatore di potenza (PA) A3 (immagine 13), dove viene amplificato in potenza fino a 25 W ad un carico con una resistenza di 50 ohm. Dopo aver superato il filtro di banda MIND Z1 (immagine 14), questo segnale entra nell'attenuatore A1 (immagine 2), e da esso all'antenna. I circuiti di protezione del potente transistor A3-VT1 forniti nel PA consentono non solo di commutare gli intervalli in modalità di trasmissione, ma anche di prevenirne il guasto in altre situazioni estreme. Il trasferimento del ricetrasmettitore dalla modalità di trasmissione alla modalità di ricezione, e viceversa, viene effettuato utilizzando gli interruttori a transistor dell'interruttore S1 (immagine 15)comandato dai contatti di un interruttore montato nel pedale. Alimentatore ricetrasmettitore U4 (vedi figura 16) contiene un trasformatore di rete T1, tre raddrizzatori a onda intera (U4-VD1, U4-VD6; U4-VD2, U4-VD5: U4-VD3, U4-VD4), un regolatore di tensione +40 V su un transistor U4-VT1 - Tensioni U4-VT3 e stabilizzatori + 15 e -15 V (il primo - sull'IC U4-DA1, il secondo - sui transistor U4-VT4, U4-VT5). Tutti gli stabilizzatori sono protetti contro sovraccarichi di corrente e cortocircuiti nel carico. Il design del ricetrasmettitore è a blocchi. I dettagli dei nodi Z2, U1 - U3, G2 sono montati su circuiti stampati in fibra di vetro a doppia faccia (vedi Fig. 17 - 21). la pellicola sul lato di installazione della parte viene utilizzata come un comune filo schermante. Intorno ai fori per i conduttori delle parti che non devono essere collegate a un filo comune, viene rimosso mediante svasatura con un trapano di diametro circa doppio. I nodi rimanenti sono montati su schede realizzate in fibra di vetro a lamina unilaterale (vedi Fig. 22 - 31). Figura 17
Per i filtri PA (Z1), è necessario realizzare due schede (sono installate una sopra l'altra sul telaio del ricetrasmettitore; tra parentesi in Fig. 31 sono indicate le designazioni di posizione degli elementi installati sulla seconda scheda). Quando si ripete il progetto, è necessario tenere conto del fatto che i contorni dei conduttori stampati nei disegni di tutte le schede, ad eccezione dei nodi Z1 e Z2, sono mostrati dal lato delle parti, quindi devono essere trasferiti negli spazi vuoti di le tavole in un'immagine speculare. Le croci alle estremità dei conduttori delle parti indicano i punti in cui sono saldate alla lamina (non ci sono fori in questi punti), i punti neri indicano la connessione (saldatura) dei conduttori delle parti sopra la scheda. Le linee tratteggiate nelle Figure 19 e 20 mostrano i contorni dei pad sul lato dell'installazione delle parti, le linee tratteggiate ingrossate nella Figura 21 - conduttori stampati sul lato delle parti e, infine, le doppie linee tratteggiate nelle Figure 18 -21 - partizioni di schermatura (lamiera stagnata) saldate su lamina di filo comune. Il condensatore C9 sulla scheda del blocco A3 (vedi Fig. 23) è composto da due condensatori (C9 'e C9 ") con una capacità di 0,047 microfarad, C10 - di tre (C10', C10 "e C10'") con un capacità di 0,033 microfarad. I nodi montati Z2, U1 - U3, Gl, G2 e una scala digitale sono posti in schermi rettangolari realizzati in lamiera stagnata di 0,5 mm di spessore. Ognuno di essi è composto da due parti: un guscio in base alle dimensioni della tavola e un'altezza di 35 mm e un coperchio con una flangia. La scheda è installata ad una distanza di 8 mm dal bordo della scocca rivolto verso il telaio e lungo tutto il perimetro la lamina del filo comune (su entrambi i lati) è saldata alle sue pareti. Di fronte alle piazzole di contatto-uscite dei nodi nelle pareti laterali, è necessario prevedere fori con un diametro di 4 ... 5 mm per il collegamento dei fili. Il design del nodo PDF Z2 ripete quasi completamente il design del nodo corrispondente del ricetrasmettitore RA3AO ¦7. I dati di avvolgimento delle bobine di tutti i nodi, ad eccezione di Z2, sono riportati in Tabella. 2 e bobine PDF - nella tabella. 3. Gli avvolgimenti del trasformatore A4-T1 e le bobine A4-L1, U1-L1, U2-L1 - U2-L3, U3-L1, U3-L2 sono avvolti su telai unificati a tre sezioni (Fig. 32). Bobine Z1-L1 - Z1-L6 - senza cornice. Il diametro interno dei primi tre è 17, i secondi tre sono 21 mm, la lunghezza dell'avvolgimento è 35 mm. La bobina G1-L1 è realizzata bruciando il rame in una scanalatura a spirale di un telaio in ceramica con un diametro e una lunghezza di 20 mm, la lunghezza dell '"avvolgimento" è di 14 mm.
Il dispositivo del trasformatore A2-T2 è mostrato in fig. 33. Due gruppi di 3 su cinque anelli di ferrite (2000NN) di dimensione K7x4x4 ciascuno fungono da circuito magnetico. Gli anelli vengono applicati (con colla BF-2) su segmenti 1 di un tubo di rame con un diametro esterno di 4 mm, dopodiché vengono posizionate strisce rettangolari 2 e 4 di lamina di fibra di vetro con fori lungo il diametro dei tubi sulla loro sporgenza estremità, la lamina sulla striscia 4 viene divisa in due parti, nella barra 2 viene lasciata solida. L'avvolgimento secondario di questo trasformatore si ottiene dopo aver saldato la lamina delle strisce ai tubi (i fili saldati alle piazzole della striscia 4 sono collegati alla PA). L'avvolgimento secondario 5 viene eseguito con il filo MGTF facendolo passare due volte attraverso i tubi.
Gli avvolgimenti del trasformatore AZ-T1 contengono nove spire di un fascio di tre fili MGTF (nove spire sono avvolte con sei fili intrecciati insieme, quindi l'avvolgimento è diviso in due parti: tre fili ciascuno e collegati in serie). Gli avvolgimenti del trasformatore U1-T1 sono avvolti contemporaneamente con tre fili e uno di essi (quello che sarà incluso nel circuito del collettore del transistor U1-VT6) viene precedentemente prelevato dal centro. Le bobine Z2-L1 - Z2-L18 sono avvolte su telai in PTFE-4 (vedi Fig. 34). Taglia a tra le bobine Z2-L2 e Z2-L3, Z2-L14 e Z2-L15, Z2-L17 e Z2-L18 - 5...6 mm, tra Z2-L5 e Z2-L6, Z2-L8 e Z2- L9, Z2-L11 e Z2-L12 - 6...7 mm.
Tutte le strozzature sono unificate, marca DM. Il trasformatore di potenza T1 è avvolto su un circuito magnetico toroidale con una sezione di 8,8 cmq realizzato in acciaio per trasformatori. L'avvolgimento I contiene 800 giri di filo PEV-2 0,65, l'avvolgimento II -72+72+72+72 giri PEV-2 1,2. Per i circuiti di commutazione vengono utilizzati i seguenti tipi di relè elettromagnetici: A1-K1 e Z1-K1 - Z1-K6 - RES48A (passaporto RS4.590.413); A1-K2 - RES52 (RS4.555.020); A2-K1 e G1-K2 - C1-K&<- RES55A (RS4.569.606); Z2-K1 - Z2-K12, G1-K1, A5-K2, A6-K1, A6-K2, U1-K1 e U2-K1 - RES49 (4.569.421-00-01); A5-K1-RES60 (PC4.569.436). Interruttore di gamma - PM-11P1N di piccole dimensioni, tipo di lavoro - PM-11P2N. Il comodo telaio del ricetrasmettitore Ural-84 [7] è stato utilizzato come base per il progetto. Il posizionamento dei componenti principali del ricetrasmettitore al suo interno è spiegato nella Figura 35 (vista dall'alto) e nella Figura 36 (vista dal basso).
Tra i lati del telaio ad un'altezza di 65 mm dal coperchio inferiore, è fissato un sottotelaio in duralluminio con dimensioni di 225x150 mm e ad un'altezza di 25 mm un altro sottotelaio con dimensioni di 225x80 mm, su cui sono installati la scheda di nodo A3 e il trasformatore di potenza T1. I transistor A3-VT1, U3-VT2 e il chip U3-DA1 sono installati su un comune dissipatore di calore a coste, che è anche la parete posteriore del telaio. ambientazione; tanseiver inizia con l'alimentatore U4 (vedi fig. 16). Innanzitutto, con un resistore trimmer U4-R5, viene impostata una tensione di 40 V in uscita e sono convinti della sua stabilità quando la corrente di carico sale a 3A (la corrente di funzionamento del dispositivo di protezione, se necessario, viene modificata selezionando la resistenza U4-R7). Quindi, viene verificato il funzionamento del regolatore di tensione +15 V (dovrebbe rimanere praticamente invariato quando la corrente di carico aumenta a 1 A), dopodiché la tensione viene impostata su -4 V con un resistore di sintonia U12-R15 e la sua stabilità è controllato quando la corrente di carico aumenta a 0,1 A. Quindi, rimuovere la risposta in frequenza dell'amplificatore AF con un filtro CW (Fig. 10). In modalità SSB, dovrebbe essere uniforme nella banda di frequenza 300...3000 Hz. In modalità CW, la larghezza di banda viene ridotta a 6 Hz a una frequenza media di 13 Hz con un resistore di sintonia A300-R800 e il guadagno totale in entrambe queste modalità viene equalizzato con un resistore A6-R22. Amplificatore IF 500 kHz (immagine 8) sintonizzarsi con l'EMF applicando la tensione AGC di +5 V. Collegando l'ingresso EMF al GSS e impostando la tensione RF all'uscita di quest'ultimo con una frequenza di 500 kHz e un'ampiezza di 5 μV, modificando la capacità dei condensatori di sintonia U3-C20, U3-C2 e l'induttanza delle bobine U3-L2, U3-L1 assicurano che la tensione del segnale all'uscita dell'amplificatore salga a circa 5 mV. Inoltre, selezionando il resistore U3-R4, viene impostato il volume di autoascolto desiderato nella modalità TX e il condensatore U3-C11 è il ritardo necessario per eliminare completamente i clic nei telefoni quando si passa il ricetrasmettitore dalla modalità TX a RX. Non è necessario regolare il rilevatore. Istituzione del blocco di generatori G2 (immagine 7) iniziare con un oscillatore master sugli elementi dell'IS G2-DD1. Selezionando un resistore G2-R3, un condensatore G2-C1 e modificando la capacità G2-C2, assicurano che il generatore si avvii in modo affidabile e funzioni in modo stabile alla frequenza del risonatore al quarzo G2-Z01. Quindi, regolando l'induttanza della bobina G2-L1, si ottiene una tensione massima di 4,5 MHz sul condensatore G2-C8 e le bobine G2-L2 - una tensione massima di 500 kHz sul condensatore G2-C10. Inoltre, selezionando i condensatori G2-C11 e U2-C10, U2-C11 (e, se necessario, l'induttore U2-L4), raggiungono una tensione di 2 MHz sul resistore U6-R4,5 entro 3 ... 7 V. Selezionando i condensatori G2-C18, G2-C19, ottenere la stessa tensione con una frequenza di 500 kHz sul resistore, U3-R21, e selezionando gli elementi G2-L7, G2-C13 (in modalità TX) e sul resistore A4-R11. Unità filtrante al quarzo U2 (immagine 5) sintonizzare regolando le frequenze dei risonatori U2-Z01, U2-Z02, U2-Z03 e U2-ZQ5 ai valori richiesti, abbassando le loro frequenze di risonanza con un metodo noto - sfregando lastre di quarzo con saldatura. Questa operazione deve essere eseguita con molta attenzione. L'uniformità della risposta in frequenza del filtro al quarzo nella banda di frequenza di 5000 ... 5003 kHz si ottiene regolando l'induttanza delle bobine U2-L1 - U2-L3 e la soppressione delle "code al di fuori della banda passante di almeno -40 dB" si ottiene collegando piccoli condensatori paralleli alla capacità dei risonatori U2-Z03, U2-Z04 (in Fig. 5 - condensatore C4 rappresentato da linee tratteggiate). Impostazione PTD G1 (vedi figura 6) iniziare con la posa dei confini delle gamme secondo la tabella. 1. A tale scopo, selezionare i condensatori G1-C6, G1-C8, G1-C9, G1-C11, G1-C12, G1-C14, G1-C15, G1-C17, G1-C21, G1-C22 (tenendo conto il TKE richiesto) e modificando la capacità dei condensatori trimmer G1-C7, G1-C10, G1-C13, G1-C16, G1-C23. Le bande 7 e 28 MHz vengono posate per prime. Inoltre, modificando la tensione alla base e selezionando il resistore G1-R14, viene impostata la corrente attraverso il transistor, alla quale il segnale GPA non viene distorto. Nel driver della GPU (immagine 4) selezionando gli elementi U1-C23, U1-C20, U1-R20, si ottengono sull'avvolgimento secondario del trasformatore T1 stabile negli intervalli e all'interno di ciascuno di essi (quando si ricostruisce il condensatore G1-C24) tensione RF con un'ampiezza di 3 ... 5 V e selezionando il condensatore G1 -C18 nel GPA stesso - l'intervallo richiesto per la sua detuning di frequenza. Nodo PDF Z2 (immagine 3) melodia a partire dalla banda 1,9 MHz. Collegando all'ingresso del nodo un'uscita da 50 ohm del misuratore di risposta in frequenza (ad esempio, X1-48) e all'uscita - un resistore da 10 kΩ con un condensatore da 20 pF collegato in parallelo e una testa del rivelatore del misuratore di risposta in frequenza, cambio; la capacità dei condensatori del trimmer e, se necessario, dalla selezione di condensatori di capacità costante collegati in parallelo ad essi, nonché un leggero cambiamento; le distanze tra le bobine ottengono una risposta in frequenza uniforme in ciascuna gamma. Successivamente, accendere il ricetrasmettitore per la ricezione (RX) e ancora, ancora una volta, specificare l'impostazione di tutti i circuiti del percorso di ricezione. Al massimo guadagno, la sensibilità dall'ingresso del ricetrasmettitore con un rapporto segnale/rumore di 10 dB dovrebbe essere di circa 0,05 μV. Per eliminare possibili errori, durante le misurazioni si consiglia di utilizzare un generatore di rumore su una lampada 2DZB o simile. Nelle gamme di 21 e 28 MHz, la massima sensibilità si ottiene spostando il resistore trimmer U1-R29. La massima gamma dinamica di intermodulazione (100 dB) si ottiene regolando i circuiti U1-L1C6C7 e U2-L1C2, nonché selezionando accuratamente gli elementi U1-R5, U1-VD1, U1-R3, U1-C1. nodo AGC A5 (immagine 9) impostato in questo ordine. Applicando un segnale con un livello da S3 a S9 punti all'ingresso del ricetrasmettitore, modificando la resistenza del resistore sintonizzato A5-R3, le letture dell'S-meter vengono "impilate" nella prima metà della scala. Quindi il livello del segnale viene gradualmente aumentato da S9 a S9 + 80 dB e con l'aiuto di un resistore sintonizzato A5-R2 fai lo stesso nella seconda metà della scala. Nel processo di queste regolazioni, la resistenza del resistore A5-R20 viene selezionata nel circuito emettitore del transistor A5-VT7. Se è necessario modificare il rapporto delle letture del misuratore S nella prima e nella seconda metà della scala, selezionare il resistore A5-R14. Successivamente, vengono misurate le caratteristiche di velocità del sistema AGC. Dopo aver saldato uno dei terminali del resistore A5-R12 dalla scheda e aver collegato un oscilloscopio all'uscita del nodo (pin 4), un segnale con un livello di S9 + 80 dB viene inviato all'ingresso del ricetrasmettitore (a salto ) La tensione dell'AGC deve diminuire dal valore massimo (+ 5 V) al minimo (+0,1...0,3 V) per non più di 0,2...0,5 ms. Quando il segnale di ingresso viene rimosso, dovrebbe tornare al livello originale (+5 V) in circa 25 secondi. Con il resistore A5-R12 in posizione, il tempo di ripristino dovrebbe diminuire a 100 ms. Un'ulteriore riduzione di questo tempo (al valore ottimale) si ottiene selezionando il condensatore A5-C8 quando viene applicato rumore impulsivo all'ingresso del ricetrasmettitore. Tabella 2
In modalità di trasmissione (TX), l'accordatura inizia con un modulatore bilanciato A4 (immagine 11). Innanzitutto, i resistori del trimmer A4-R9 (approssimativamente), A4-R11 (fine) e il trimmer del trasformatore A4-T1 ottengono la soppressione del segnale di riferimento di almeno 50 ... 60 dB. Tabella 3
Inoltre, quando si pronuncia un suono forte "a" davanti al microfono, il resistore di sintonia A4-R16 imposta la tensione DSB a circa 4 ... 1 V sullo scarico del transistor A8-VT10. Nella modalità "Setting", il generatore CW sul transistor A4-VT4 si accende, generando oscillazioni con una frequenza di 501 kHz. Selezionando il condensatore A4-C13 e regolando l'induttanza della bobina A4-L1, viene impostata una tensione di 4 ... 1 V sul drain del transistor A6-VT8, concentrandosi successivamente sul segnale di uscita nominale del ricetrasmettitore. La tensione sul circuito U2-L3C6 in questa modalità (con diodi U2-VD1, U2-VD2 spenti) dovrebbe essere di circa 6 ... .8 V e all'ingresso del driver A4 (pin 1) - 5 ... 6 mV. La corrente di drenaggio richiesta del transistor A2-VT5 (100 mA) è impostata dal resistore trimmer A150-R2. La tensione di uscita del blocco A2 (sul pin 30) deve essere compresa tra 2 ... 9 V. La modalità di funzionamento richiesta del transistor A3-VT1 (Fig. 13) - corrente di assorbimento 150 mA - impostata con una resistenza trimmer A3-R4. La tensione media del segnale attraverso le gamme al carico equivalente con una resistenza di 50 Ohm collegata al jack dell'antenna del ricetrasmettitore dovrebbe essere di circa 36 V, che corrisponde a una potenza di uscita di 25 W. Per intervalli, la potenza di uscita viene equalizzata dalla selezione del resistore A3-R2 e del condensatore A2-C2. Se necessario, selezionare l'induttanza (spostamento o spinta delle spire) delle bobine Z1-L1 - Z1-L6. In conclusione, selezionando la resistenza U4-R1, si calibra il dispositivo RA1 (vedi figura 1) in modo che quando si lavora in aria, la sua freccia devia fino all'ultimo segno della scala con una corrente di 2 A. Per evitare di sovraccaricare gli stadi di amplificazione, si consiglia di controllare il percorso di trasmissione del ricetrasmettitore utilizzando un segnale a due toni. L'autore è grato a Tulaev I. V. (UA4HK) e Baranov V. A. (RZ4HN ex UA4HNZ) per il loro grande aiuto nello sviluppo del ricetrasmettitore. Letteratura 1. Skrypnik V. A. Dispositivi per il monitoraggio e la regolazione delle apparecchiature radioamatoriali. - M.: Patriota, 1990. Autore: Gennady Bragin (RZ4HK ex UA4HKB), Chapaevsk, regione di Samara; Pubblicazione: N. Bolshakov, rf.atnn.ru
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