|
Arabic
Bengali
Chinese
English
French
German
Hebrew
Hindi
Italian
Japanese
Korean
Malay
Polish
Portuguese
Spanish
Turkish
Ukrainian
Vietnamese|
ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Regolatori di larghezza di impulso della serie KR1156EU2 e KR1156EUZ. Dati di riferimento
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / materiali di riferimento I microcircuiti delle serie KR1156EU2, KR1156EU3 sono progettati per controllare alimentatori secondari a commutazione operanti a una frequenza fino a 1 MHz. Gli analoghi più vicini di questi microcircuiti sono rispettivamente UC3825 e UC3823 (Unitrode). L'analogo domestico più vicino è KR1114EU4. I microcircuiti sono prodotti utilizzando la tecnologia epitassiale planare con isolamento della giunzione p-n. Sono confezionati in una custodia di plastica a sedici pin 2103.16-3 (Fig. 1). Peso del dispositivo: non più di 1,2 g
I controller sono progettati per funzionare in dispositivi con controllo della larghezza di impulso (PW) e retroazione di tensione e corrente. Il ritardo di propagazione del segnale attraverso il controller non supera i 50 ns. Il circuito integrato contiene un amplificatore di errore a banda larga con una velocità di risposta di almeno 12 V/µs ed è compatibile con i sistemi feed-forward della tensione di ingresso. All'uscita dei controller sono forniti interruttori a mezzo ponte per correnti fino a 1,5 A (pin 11 e 14), che consentono di controllare potenti transistor della struttura MOS (in modalità push-pull - KR1156EU2, in single- modalità ciclo - KR1156EUZ). I controller contengono una serie di dispositivi e sistemi che possono ampliare notevolmente l'ambito. Questi includono un latch SHI (maggiori informazioni di seguito), un limitatore di corrente in ciascun periodo, un nodo che garantisce un avvio regolare del controller, un limitatore per la durata massima degli impulsi di uscita, una sorgente di tensione di riferimento di 5,1 V. Inoltre, protezione contro la tensione di alimentazione ridotta, che ha una "isteresi", la capacità di sincronizzare e spegnere il controller con segnali esterni. Nello stato "Off", il microcircuito consuma una corrente non superiore a 1 mA. Pinout dei microcircuiti (tra parentesi è indicata la designazione dell'uscita sull'immagine grafica condizionale): pin. 1 - ingresso invertente dell'UO; spillo. 2 - ingresso non invertente del sistema operativo; spillo. 3 (0ea) - uscita dell'amplificatore operazionale, invertendo l'ingresso del comparatore SHI; spillo. 4 (Syn) - ingresso/uscita del segnale di sincronizzazione; spillo. 5 (Rt) - uscita per il collegamento di una resistenza* del circuito di temporizzazione; spillo. 6 (Ct) - morsetto per il collegamento di un condensatore* del circuito di temporizzazione; spillo. 7 (Ramp) - ingresso non invertente del comparatore SHI; spillo. 8 (Cs) - uscita per il collegamento del condensatore dell'unità soft start; spillo. 9 (Stop) - segnale di ingresso per limitare la corrente o spegnere il microcircuito; spillo. 10 (Com) - uscita comune, uscita di potenza negativa; spillo. 11 (A) - uscita del primo amplificatore di corrente a mezzo ponte; spillo. 12 (Em) - emettitore di transistor amplificatori di corrente; spillo. 13 (Kol) - collettore di transistor amplificatori di corrente; spillo. 14 (B) - uscita del secondo amplificatore di corrente a mezzo ponte; spillo. 15 (+U) - potenza positiva in uscita; spillo. 16 (Uref) - uscita della sorgente di tensione di riferimento. Lo schema funzionale del microcontrollore KR1156EU2 è riportato in fig. 2. Poiché i microcircuiti KR1156EU2 e KR1156EUZ hanno molte somiglianze, più avanti nel testo, se non diversamente specificato, la descrizione farà riferimento a entrambi.
Il controller include un generatore di tensione a dente di sega G1, una sorgente di tensione di polarizzazione da 2 V G1,25, un amplificatore operazionale di errore a banda larga controllato DA1, un comparatore SI DA5, un latch sul trigger DD3, un invertitore di fase sui trigger DD5, DD6, amplificatori di corrente di uscita DA7, DA8 con unità di controllo logico DD7, DD8, unità di avvio graduale (transistor VT1, VT2, sorgente di corrente G3), limitatore di corrente di carico del comparatore DA2 con un'unità di spegnimento del microcircuito (DA3, DD2), unità di blocco sottotensione DA4, sorgente di tensione esemplare G4 con centralina questa tensione (DA6). Le funzioni di protezione del controller sono fornite da un comparatore di limitazione della corrente di carico DA2 con una tensione di soglia di 1 V, un comparatore di spegnimento del chip DA3 con una tensione di soglia di 1,4 V e un'unità di avvio graduale che può, inoltre, limitare il durata massima dell'impulso di uscita (poiché la tensione all'uscita dell'amplificatore di errore DA1 è limitata dalla tensione all'uscita del controller 8 attraverso il circuito di controllo sul transistor VT1). L'unità di blocco del controller, quando la tensione di alimentazione scende sotto i 9,2 V (con una "isteresi" di 0,6 V) nello stato "Off", fornisce un basso consumo di corrente, mentre commuta gli amplificatori di uscita in uno stato ad alta impedenza . Il nodo logico DD7, DD8 impedisce la transizione simultanea degli amplificatori di uscita a uno stato di alto livello e la comparsa di molti impulsi durante un ciclo alle uscite A e B. Gli amplificatori di corrente di uscita a mezzo ponte sono progettati per funzionare con un carico che ha un grande componente capacitivo, ad esempio, porte di potenti transistor MOS e sono in grado di fornire corrente sia in entrata che in uscita. Principali caratteristiche tecniche*
* Con una tensione di alimentazione di 15 V e una temperatura ambiente compresa tra 0O...+70 °C. **Per il controller KR1156EUZ - entro il periodo Valori massimi ammissibili delle caratteristiche*
* Il tempo di esposizione del valore limite del parametro non deve superare 1 ms con un duty cycle di 100. ** Ad una temperatura ambiente maggiore di 25 °C, la potenza dissipata Р deve essere ridotta secondo la legge lineare Р = 1 - (Tacr.avg. - 25 °C) / Rt amb.avr. dove Rt amb.avr - resistenza termica del cristallo-ambiente, pari a 125 °C/W. La sorgente di tensione di riferimento G4 è costituita da uno stabilizzatore compensato termicamente e da un amplificatore di corrente che fornisce alimentazione a un carico esterno con una corrente fino a 10 mA (dal pin 16). La sorgente è dotata di un dispositivo di protezione da cortocircuito in uscita a un livello di circa 30 mA. Alimenta i comparatori, i nodi logici, la polarizzazione da 1,25 V, l'amplificatore operazionale e il generatore a dente di sega. L'oscillatore principale di tensione a dente di sega può funzionare a frequenze fino a 1 MHz. È determinato dalla resistenza del resistore R e dalla capacità del condensatore Ct del circuito di temporizzazione collegato rispettivamente ai terminali 5 e 6. Al pin 5, il controller mantiene una tensione di 3 V e la corrente attraverso il resistore Rt viene riflessa al pin 6 in un rapporto di 1: 1, quindi la corrente di carica l3Ct del condensatore Ct è determinata dall'espressione l3Ct = 3 /Rt. A Rt = 3,65 kΩ e Ct = 1000 pF, la frequenza del generatore è di 400 kHz ±10%. Per lavorare a una frequenza diversa, è necessario modificare i parametri del circuito di temporizzazione secondo la Fig. 3.
Il tempo "morto" dell'oscillatore, che è uguale alla durata dell'impulso all'uscita Syn e determina la gamma dinamica del controller (poiché le uscite A e B sono nello stato basso), dipende dalla capacità Ct e può raggiungere i 100 ns. Il generatore genera una tensione a dente di sega all'ingresso Ct (pin 6), un segnale di sincronizzazione per il funzionamento congiunto di due controller (preso dal pin 4), genera impulsi di clock al pin 4 durante le cadute di tensione a dente di sega per chiudere contemporaneamente gli amplificatori di uscita in per escludere attraverso la corrente (tramite amplificatori a transistor) e commuta il latch DD3 in uno stato che consente il funzionamento degli amplificatori di uscita. Il generatore è costruito secondo il circuito trigger di Schmitt, la cui uscita è collegata al pin 4 tramite un follower di emettitore su un transistor npn.Su questo pin si formano impulsi di clock, il loro livello basso (2,3 V) corrisponde alla carica del condensatore Ct e alto (4,5 V) - distensione. Il follower dell'emettitore consente di combinare le uscite di 4 diversi microcircuiti (cablaggio OR). La capacità di carico dell'uscita è 4 - 1 mA e poiché la sorgente di corrente interna nel carico del follower dell'emettitore non consuma più di 400 μA, il fattore di ramificazione per questa uscita durante il funzionamento sincrono con microcircuiti simili è almeno due. Il generatore dei microcircuiti slave (sincronizzati) non può essere bloccato, ma sintonizzato su una frequenza leggermente inferiore a quella del generatore master, scegliendo opportunamente gli elementi di temporizzazione Rt e Ct. Con questo approccio, ogni controller avrà una tensione a dente di sega locale. È anche possibile spegnere completamente il generatore se il pin 5 è collegato al pin 16 e il pin 6 a un pin comune. In questo caso, il segnale di sincronizzazione viene fornito da un generatore esterno al pin 4. Per una sincronizzazione più ramificata, è possibile utilizzare un follower di emettitore controllato dal segnale di clock del controller master e gli slave possono essere collegati alla sua uscita tramite condensatori e, se necessario, tramite resistenze di terminazione e linee di trasmissione. La scelta corretta del condensatore Ct è molto importante. Ad alta frequenza, la sua effettiva resistenza e induttanza in serie, nonché il valore di assorbimento dielettrico, determinano l'accuratezza e la stabilità della frequenza dell'oscillatore. Pertanto, si consiglia di utilizzare solo condensatori RF. Per ridurre l'influenza dell'induttanza parassita dei conduttori del condensatore, è necessario accorciarli il più possibile durante l'installazione e collegarli il più vicino possibile al pin 10 del microcircuito. Gli impulsi di sincronizzazione a livello singolo traducono il latch DD3 allo stato zero, sincronizzano l'invertitore di fase e attivano gli amplificatori di uscita del controller, impedendo la corrente passante. Al livello zero dell'impulso di sincronismo, un impulso di alto livello appare all'uscita di uno degli amplificatori e rimane fino all'arrivo del successivo impulso di sincronismo, se non c'era inibizione in altri circuiti. L'amplificatore del segnale di errore DA1 è un amplificatore operazionale ad alta velocità a banda larga con un'uscita a bassa resistenza. L'uso di soli transistor n-p-n nel suo percorso del segnale ha permesso di ottenere una frequenza di guadagno unitario di 5,5 MHz. Per garantire il tempo minimo per il passaggio del segnale di errore attraverso l'amplificatore operazionale, la giunzione del collettore dei transistor corrispondenti viene deviata con un diodo Schottky per evitare la saturazione. Il guadagno viene impostato, come di consueto, scegliendo la profondità OS. La tipica risposta in frequenza dell'amplificatore ha un valore di guadagno di 95 dB a frequenza zero e un polo a 100 Hz. Il collegamento degli ingressi dell'amplificatore di errore DA1 dipende dalla polarità della tensione di uscita dell'alimentatore progettato. Se è necessario ottenere una tensione positiva stabilizzata (relativa al filo comune), la tensione di modo comune è 5,1 V (esempio) e il circuito OS è costruito come mostrato in Fig. 4a. Quando è negativo, si consiglia di impostare la tensione di modo comune pari alla metà di quella esemplare e il divisore del circuito OS è collegato tra l'uscita della fonte di alimentazione e il terminale 16 del controller (Fig. 4, b).
L'emettitore del transistor VT1 è collegato alla base del transistor npn di uscita dell'amplificatore operazionale (secondo lo schema di Fig. 2) della struttura p-n-p. Pertanto, la tensione all'uscita dell'amplificatore operazionale non può superare la tensione al pin 8 del controller. Va tenuto presente che l'uscita dell'amplificatore operazionale è caricata con un resistore interno da 50 ohm collegato all'uscita comune. Pertanto, se il carico esterno comporta una grande corrente di assorbimento, potrebbe essere necessario un resistore di shunt aggiuntivo per ridurre la tensione all'uscita dell'amplificatore operazionale. Il comparatore SHI DA5 è realizzato secondo lo schema di un amplificatore differenziale basato su transistor npn con un follower di emettitore in uscita, che impedisce la modalità di saturazione dei transistor del comparatore. Il segnale di uscita corrisponde all'ESL con una tensione di alimentazione di 5,1 V. Il segnale di ingresso di modo comune del comparatore ha un limite inferiore di circa 1 V. Poiché la tensione all'ingresso Ramp del controller (ad esempio, quando gli viene applicata una tensione a dente di sega dal pin 6) può variare da 0 a 3 V, per l'adattamento di livello, viene fornito uno spostamento di tensione di 1,25 V all'ingresso non invertente del comparatore dalla sorgente di polarizzazione interna G2. Il comparatore di limitazione di corrente DA2 è simile nella struttura al comparatore SHI. Il comparatore di spegnimento DA3 è realizzato secondo lo schema di un amplificatore differenziale basato su transistor p-n-p. All'ingresso invertente di questi comparatori è applicata una tensione fissa rispettivamente di 1 e 1,4 V, formata dalla tensione di riferimento. Gli elementi logici sul percorso del segnale attraverso il controller, compreso il latch SHI DD3 e l'invertitore di fase DD5, DD6, sono realizzati sull'ESL con follower emettitore buffer. La corrente di commutazione di questi nodi è scelta abbastanza grande - 400 μA. Pertanto, sebbene vi siano due elementi OR (DD1 e DD4), elementi OR-NOT (DD7, DD8), latch (DD3) sulla strada tra i comparatori di ingresso e gli amplificatori di corrente di uscita, la loro quota nel tempo di ritardo totale non supera 20% Il ritardo principale sono i comparatori e gli amplificatori di uscita. Tuttavia, la velocità con cui il segnale non passerebbe attraverso il percorso significa poco se l'uscita non fornisce una commutazione rapida con l'ampiezza richiesta. Gli amplificatori di corrente a mezzo ponte di uscita DA7, DA8 consentono di commutare un carico con una capacità di 1000 pF per 30 ns a una tensione di alimentazione del controller di 15 V. Il valore di picco della corrente attraverso il carico è di almeno 1,5 A. Per garantire la velocità degli amplificatori, è necessario sopportare una corrente passante attraverso i transistor di uscita, a causa della quale, in particolare, il microcircuito si riscalda, soprattutto alle alte frequenze. Nello stadio di uscita del controller KR1156EU2, i potenti transistor di uscita sono controllati da un segnale complementare, ad es. quando uno è aperto, l'altro è chiuso. La modalità operativa dei transistor è scelta in modo tale che solo 20 ns di corrente passante li attraversino durante ogni commutazione, che a una frequenza di 500 kHz aggiunge solo 10 mA alla corrente consumata. Questa cifra è il risultato di un compromesso; è facile raggiungere lo zero attraverso la corrente, ma in questo caso il ritardo totale diventa inaccettabilmente grande. Se la tensione di alimentazione del controller scende al di sotto di un certo valore (pari alla tensione di funzionamento meno la tensione di "isteresi"), viene attivato il comparatore di protezione di minima tensione DA4. Il livello basso dalla sua uscita dall'elemento AND-NOT DD9 viene invertito in alto e alimentato all'ingresso degli elementi OR-NOT DD7, DD8, che lo invertono nuovamente. Di conseguenza, gli amplificatori di uscita DA7, DA8 entrano in uno stato di basso livello. Un livello alto dall'elemento DD9 arriva anche all'ingresso dell'elemento OR DD2, aprendo il transistor VT2, che scarica il condensatore di soft start nel circuito di uscita 8. Il transistor VT1, che si apre contemporaneamente, riduce la tensione a l'uscita dell'amplificatore operazionale DA1 quasi a zero. Allo stesso tempo, un livello basso dall'uscita del comparatore DA4 spegne la sorgente di tensione di riferimento, dopodiché gli amplificatori di uscita entrano in uno stato con un'impedenza di uscita elevata. Se ora la tensione di alimentazione, aumentando, diventa maggiore della tensione di funzionamento del comparatore DA4, commuta, un livello alto dalla sua uscita va all'elemento DD9, alla sorgente esemplare G4 e mette gradualmente il controller in modalità operativa. Non appena la tensione all'uscita della sorgente esemplare, aumentando, supera i 4 V, viene attivato il comparatore di controllo della tensione di riferimento DA6. Ora entrambi gli ingressi dell'elemento DD9 sono alti e l'uscita è bassa. Ciò rimuove il divieto di passaggio del segnale attraverso gli elementi DD7, DD8, genera un livello basso all'uscita dell'elemento DD2, che (se anche l'uscita del comparatore DA3 è bassa) chiude il transistor VT2 e avvia dolcemente il controllore. Quando l'alimentatore è acceso, la corrente attraverso i potenti transistor di commutazione è determinata dalla corrente di carico e dalla corrente di carica della sua capacità di uscita, e al primo momento è molto più alta del valore nominale. Per evitare il sovraccarico associato degli amplificatori di uscita, nel controller è stato introdotto un nodo costituito da un transistor VT1 e un condensatore di avviamento graduale. Il nodo aumenta lentamente la tensione di uscita dell'amplificatore operazionale DA1 da quasi zero al valore nominale, e quindi la durata degli impulsi alle uscite A e B. Quando il controller è in modalità micropower o la tensione al pin 9 è maggiore di 1,4 V, il condensatore nel circuito del pin 8 è scarico e non ci sono impulsi in uscita. Il condensatore di soft start viene caricato dalla sorgente di corrente G3 (9 µA). La tensione di uscita crescente del comparatore OV DA1 SHI viene confrontata con la tensione a dente di sega all'ingresso diretto e genera impulsi di durata crescente all'uscita. Inizialmente, il tempo di apertura degli amplificatori di uscita è piccolo e la corrente che li attraversa è inferiore a quella critica. Non appena la tensione di uscita raggiunge il livello nominale, il circuito di stabilizzazione si accende. Il transistor VT1 si chiuderà. Oltre allo scopo principale, l'unità soft start può essere utilizzata per altri scopi. Pertanto, la capacità del controller di limitare la tensione all'uscita dell'amplificatore operazionale consente di limitare il tempo massimo di apertura dei transistor di uscita negli alimentatori tradizionali e, nella modalità corrente, di programmare il livello della massima corrente di picco . In fig. 42[56].
Con un aumento della corrente di carico, non appena la tensione sul sensore di corrente R12, fornita all'ingresso Stop del controller, supera 1 V, il suo comparatore di limitazione di corrente DA2 funzionerà e una singola caduta, passando attraverso l'elemento DD1, lo farà impostare il latch SHI DD3 allo stato 1. Questa tensione chiuderà gli amplificatori di uscita, almeno fino alla fine del periodo corrente. Il latch ha priorità sull'ingresso S, quindi la sua transizione allo stato zero è possibile solo dopo la rimozione del sovraccarico di corrente. Se l'uscita dell'alimentatore è chiusa, a causa del fatto che i transistor di uscita sono spenti per un tempo di circa 100 ns, la corrente attraverso i transistor VT1, VT2 della sorgente ha il tempo di aumentare al secondo valore, a cui funzionerà il comparatore di spegnimento DA3 del microcircuito. Di conseguenza, il condensatore di avvio graduale C4 verrà scaricato e il transistor VT1 del controller ridurrà la tensione all'uscita dell'amplificatore operazionale quasi a zero. Dopo aver chiuso i potenti transistor VT1, VT2, la tensione sul terminale 9 del controller si avvicinerà allo zero e inizierà il processo di avvio graduale. Se la chiusura di uscita non viene rimossa, il processo descritto verrà ripetuto. Il nodo logico per il controllo degli amplificatori di uscita del controller fornisce le seguenti funzioni: la loro chiusura simultanea a un livello alto dell'impulso di sincronizzazione al pin 4 o all'uscita del latch; la loro apertura alternata a basso livello dell'impulso di sincronismo e all'uscita del latch; variazione della durata degli impulsi di uscita in funzione del livello del segnale di errore. Nell'alimentazione (Fig. 5), viene utilizzata la regolazione SHI convenzionale, quando la tensione OS è collegata all'ingresso invertente dell'amplificatore operazionale DA1 del controller e quella esemplare a quella non invertente.Il segnale di mismatch crea un una certa tensione all'uscita dell'amplificatore operazionale, che arriva all'ingresso invertente del comparatore DA5. L'ingresso non invertente del comparatore (pin 7) attraverso il circuito R2C3C6 riceve una tensione a dente di sega dal generatore G1 (pin 6), spostata verso l'alto dalla sorgente G2. Il ciclo push-pull inizia quando il clock di uscita del controller G1 è alto. Questo impulso imposta un livello basso all'uscita del latch e allo stesso tempo, passando attraverso l'elemento DD4 all'ingresso C dell'invertitore di fase DD5, DD6, lo commuta allo stato successivo e prepara il corrispondente amplificatore di uscita per l'apertura. Inoltre, arriva direttamente agli ingressi degli elementi DD7, DD8. Di conseguenza, le uscite di entrambi gli amplificatori DA7, DA8 sono basse e i transistor sorgente VT1 e VT2 sono chiusi. Dopo il decadimento dell'impulso di clock, un livello basso dall'uscita dell'elemento DD4 rimuove il divieto di aprire gli amplificatori di uscita. Si apre quel potente transistor sorgente per il quale è presente un segnale di abilitazione dall'invertitore di fase. Allo stesso tempo, inizia la carica del condensatore C1 e la tensione sul terminale 7 del controller aumenta. Non appena la tensione a dente di sega all'ingresso non invertente del comparatore eguaglia il livello del segnale di errore all'ingresso invertente, l'uscita andrà alta, il che imposterà il latch su uno stato. Un potente transistor open source si chiude e uno chiuso viene bloccato dall'apertura accidentale. Questi transistor rimarranno chiusi fino alla fine del periodo, fino a quando l'oscillatore principale imposta l'uscita del latch a un livello basso con il successivo impulso di sincronizzazione e, commutando l'invertitore di fase allo stato successivo, prepara l'accensione di un altro potente transistor. Inoltre, i processi descritti vengono ripetuti. A seconda del livello del segnale di errore, il comparatore commuta prima o dopo. Anche il tempo di attivazione dell'amplificatore di uscita cambia di conseguenza. In questo modo viene stabilizzata la tensione di uscita del convertitore. Il controller può generare un segnale di larghezza di impulso push-pull per controllare transistor ad alta potenza in due modalità principali. Nella prima, il comparatore confronta la tensione di uscita dell'amplificatore di errore con la tensione a dente di sega al pin 6. Questa è la tradizionale modalità di retroazione della tensione. Nel secondo, il comparatore confronta la tensione dell'amplificatore di errore con la caduta di tensione attraverso il resistore R12, un sensore di corrente incluso nel circuito comune di potenti transistor di commutazione (modalità feedback corrente). Nel caso in esame, come si vede dalla Fig. 5, viene applicata una combinazione di queste due modalità. Per sopprimere il rumore di commutazione, viene utilizzato un circuito integratore R4C5 tra il sensore di corrente e l'ingresso Stop. Nel caso in cui le perdite di energia non consentano l'uso di un resistore di misurazione della corrente, viene utilizzato un trasformatore di corrente. Se il convertitore deve operare con tensione di ingresso che varia in un ampio range, è consigliabile utilizzare un collegamento parametrico diretto per la tensione di ingresso. La tensione parametrica a dente di sega applicata all'ingresso del comparatore è generata da un circuito RC esterno. La sezione di caduta della "sega" è formata da un segnale all'uscita del generatore da un transistor esterno. Per evitare la saturazione del trasformatore del convertitore, è possibile utilizzare un nodo che calcola il prodotto volt-secondo e spegne i transistor di potenza quando raggiunge un livello pericoloso. Si consiglia di derivare le uscite A e B del controller con diodi Schottky (VD2, VD3) per una corrente pulsata di almeno 2 A. Se il controller è caricato con un trasformatore di isolamento o i picchi di corrente attraverso la capacità drain-gate sono molto alto, sono necessari diodi shunt. Limiteranno gli impulsi spuri negativi sulle uscite A e B a 0,3 V. Come tutti i componenti ad alta frequenza, il controller richiede un'attenta attenzione al posizionamento dei componenti esterni (di collegamento) e al cablaggio per ridurre al minimo l'accoppiamento parassita induttivo o capacitivo. I cavi delle parti devono essere accorciati il più possibile. Per questi motivi è preferibile montare il controller su un circuito stampato a doppia faccia. I conduttori di segnale sono posizionati in modo tale da trovarsi ovunque sopra la lamina del filo comune. Le uscite di potenza devono essere deviate con due condensatori passanti: una capacità ceramica a bassa induttanza di 0,1 μF, posizionata a non più di 6 mm dal pin 15 del microcircuito, per sopprimere le interferenze ad alta frequenza e una classificazione di ossido (tantalio) da Da 1 a 5 μF, saldato a non più di 12 mm dal pin 13 e svolge il ruolo di dispositivo di accumulo di energia per alimentare gli amplificatori di uscita. Si consiglia di collegare un condensatore a bassa induttanza con una capacità di almeno 0,01 uF tra il morsetto 16 e il filo comune. Per aumentare la stabilità del convertitore contro l'eccitazione parassita, l'induttanza parassita in serie dell'uscita degli amplificatori di corrente del controller dovrebbe essere minima. La soluzione qui può essere l'approssimazione di potenti transistor ad effetto di campo al microcircuito il più possibile e l'uso di resistori non induttivi con smorzatore in serie R7, R8. Per ridurre l'influenza di potenti transistor sui circuiti analogici, sono necessarie la schermatura e l'uso di linee coerenti per la trasmissione degli impulsi di controllo al loro gate. Né nella documentazione straniera né in quella domestica è indicato il tipo di potenti transistor ad effetto di campo VT1, VT2 e diodi raddrizzatori Schottky VD6 del convertitore. Coloro che vogliono realizzarlo da soli dovranno selezionare sperimentalmente questi componenti e assicurarsi che il dispositivo funzioni in modo affidabile. Possiamo consigliare transistor KP750A, KP767V, KP778A, IRF640. Oltre al tipo di diodi potenti indicati nello schema, possono essere adatti KD271BS, KD272BS, KD273BS, KDSh2967BS, KDSh2967VS, CTQ2535, CTQ2545; diodi VD4, VD5 - della serie 2D253, nonché 2D255V-5, ZDCH122-20, ZDCH122-20X. Prima del lavoro, dovresti assolutamente familiarizzare con [2]. Il controllore KR1156EUZ differisce da quello descritto per l'assenza di trigger dell'invertitore di fase e per il fatto che gli amplificatori di corrente in uscita lavorano in controfase. Sono inoltre disponibili versioni con uscite A e B di modo comune collegabili in parallelo, con un'uscita B (come UC1823) e con uscita A collegata all'ingresso invertente del comparatore limitatore di corrente. Letteratura
Autore: S.Egorov, Bryansk
Pelle artificiale per l'emulazione del tocco
15.04.2024 Lettiera per gatti Petgugu Global
15.04.2024 L'attrattiva degli uomini premurosi
14.04.2024
▪ Le mani aiutano il musicista a ricordare la melodia ▪ Il lievito può filtrare il piombo ▪ Pannelli solari sulle ali degli aerei ▪ Display OLED trasparente di Samsung
▪ sezione del sito Puzzle divertenti. Selezione dell'articolo ▪ articolo Il crepuscolo degli dei. Espressione popolare ▪ articolo Cosa è successo agli animali durante l'era glaciale? Risposta dettagliata ▪ articolo Elettricista navale. Istruzioni standard sulla protezione del lavoro ▪ articolo Editing stampato-parallelo. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Homepage | Biblioteca | Articoli | Mappa del sito | Recensioni del sito
www.diagram.com.ua |
Vedi altri articoli sezione 
Ultime notizie di scienza e tecnologia, nuova elettronica:
Tutte le lingue di questa pagina