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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Alimentatore switching per UMZCH. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a transistor I vantaggi di un alimentatore switching rispetto a un alimentatore di rete di tipo classico con una potenza di 150 W sono evidenti: peso e dimensioni notevolmente inferiori. Con la corretta progettazione e installazione, qualsiasi interferenza evidente e lo sfondo della rete CA sono esclusi sia nell'UMZCH che nel sistema audio nel suo complesso. Una descrizione dettagliata della creazione di un alimentatore a impulsi sarà utile anche nella produzione di un convertitore più potente con diverse tensioni di uscita. Essere o non essere alimentatori a commutazione (SMPS) in UMZCH? Una questione così sacramentale in relazione a questa classe di dispositivi non è affatto casuale. Ciò è evidenziato anche dalla discussione dei radioamatori sul forum del sito web della rivista, dedicato alla pubblicazione [1]. La maggior parte dei partecipanti alla discussione ritiene ancora giustificato l'utilizzo di SMPS in UMZCH. Ma c'è un inconveniente nella progettazione del trasformatore di impulsi SMPS [1], a cui i partecipanti alla discussione non hanno prestato alcuna attenzione. Il suo avvolgimento primario è avvolto in due fili. Sebbene l'accoppiamento magnetico delle spire in questo caso sia massimo, si ottiene in modo rischioso. In tutte le spire adiacenti, la differenza di potenziale effettiva raggiunge la tensione di rete rettificata (circa 300 V). L'isolamento laccato dei conduttori è in grado di resistere a un tale impatto, ma cosa può succedergli dopo alcuni anni di funzionamento? Anche in assenza di una sovrapposizione di conduttori (e questo non è escluso), il loro inevitabile spostamento meccanico durante il riscaldamento e il raffreddamento dopo ogni accensione può indebolire notevolmente la rigidità dielettrica dell'isolamento, e quindi ... nella migliore delle ipotesi, il fusibile si "brucerà". In questo caso, l'uso del filo PELSHO invece del PEV-2 raccomandato dall'autore è più giustificato. In generale, il progetto di circuito proposto è abbastanza fattibile. Alcuni vantaggi (con l'eccezione della limitazione della potenza di conversione) rispetto al convertitore di impulsi proposto in [1] sono forniti dal flyback SMPS. Un solo transistor di commutazione, stabilizzazione effettiva della tensione di uscita con variazioni della tensione di rete e del carico, elevata producibilità degli avvolgimenti per il circuito magnetico a forma di W rispetto all'anello (toroidale): questi sono lontani dall'intera gamma di vantaggi di un tale convertitore. Sono trascorsi circa quattro anni dalla pubblicazione del suddetto articolo, durante questo periodo sono state proposte sulla rivista altre varianti circuitali dell'SMPS, in particolare [2-4]. Nello stesso articolo, propongo una variante di tale dispositivo con un'uscita multicanale. I parametri principali
Il valore efficace dell'ondulazione della tensione di uscita è stato misurato con un millivoltmetro VZ-48A. L'intervallo operativo della tensione di ingresso caratterizza la possibilità sia del funzionamento a lungo termine dell'SMPS nell'intervallo specificato, sia della capacità di neutralizzare cali e picchi a breve termine della tensione di rete senza degradare i parametri indicati. Tuttavia, va ricordato che il dispositivo non può essere acceso a una tensione di rete inferiore a 170 V. Il convertitore flyback opera in un flusso magnetico intermittente in un trasformatore di impulsi, il ciclo di lavoro massimo degli impulsi di commutazione è 0,45 (alla tensione di rete minima ). Raddrizzatori di tensione di uscita più potenti (canali 1, 2) sono progettati per alimentare gli stadi di uscita del ponte UMZCH e quelli a bassa potenza (canali 3, 4) - per i circuiti dell'amplificatore di ingresso sull'amplificatore operazionale. Dispositivo e design Considerare il funzionamento del dispositivo secondo lo schema elettrico mostrato in Fig. uno.
Sia il circuito stesso che gli elementi utilizzati con la loro possibile sostituzione sono stati descritti in dettaglio in [2-4], e qui non sono richiesti ulteriori commenti. Tuttavia, è necessario descrivere più dettagliatamente il metodo qui utilizzato per l'accensione del circuito di controllo secondario, poiché è importante tenere conto delle sue caratteristiche durante l'impostazione di un SMPS. Con leggere semplificazioni, il processo di stabilizzazione della tensione di uscita attraverso l'anello di retroazione secondario può essere rappresentato come segue. Come elemento di tracciamento in dispositivi simili, viene utilizzato il cosiddetto stabilizzatore di tipo parallelo: il microcircuito DA2 KR142EN19A (analogo di importazione - TL431 con qualsiasi indice di lettere). Il carico del microcircuito è il resistore di zavorra R17 collegato in parallelo e il diodo emettitore (terminali 1, 2 dell'accoppiatore ottico U1) con il resistore limitatore di corrente R18. Il resistore di zavorra crea il carico minimo necessario per il normale funzionamento del microcircuito. La tensione di uscita attraverso un partitore resistivo regolabile R14-R16 viene applicata all'ingresso di controllo del microcircuito (pin 1). Per garantire un margine di regolazione, il divisore viene calcolato in modo tale che all'ingresso di controllo del microcircuito alla tensione di uscita nominale dell'SMPS, l'intervallo di tensione impostato dal resistore di sintonia R15 sia di circa 2,5 ± 0,25 V. Supponiamo che al picco del volume del fonogramma, la corrente consumata dall'UMZCH aumenti notevolmente e, a causa della maggiore caduta di tensione attraverso l'avvolgimento IVa e il diodo raddrizzatore VD6, la tensione di uscita della sorgente +35 V diminuirà . Di conseguenza, la tensione all'ingresso di controllo del microcircuito DA2 (pin 1) diminuirà e la corrente attraverso il resistore di zavorra e il diodo emettitore diminuirà drasticamente. La resistenza equivalente della sezione collettore-emettitore del fototransistor accoppiato otticamente al diodo emettitore aumenterà. Poiché questa resistenza è collegata in parallelo con la resistenza R3, che è il braccio superiore del partitore di tensione resistivo, la tensione all'ingresso dell'amplificatore del segnale di errore (+2,5 V al pin 2 di DA1) diminuirà. L'amplificatore del segnale di errore compenserà immediatamente tale diminuzione della tensione di ingresso aumentando il ciclo di lavoro degli impulsi di commutazione e ripristinando così il valore di tensione precedente all'uscita del dispositivo. Le caratteristiche del dispositivo dovrebbero includere anche le sorgenti di tensione di uscita multicanale. Il controllo e la regolazione della tensione di uscita vengono eseguiti solo in un canale, ma una forte connessione magnetica tra tutti gli avvolgimenti secondari consente di stabilizzare efficacemente la tensione in ciascun canale con un controller PWM. La scheda a circuito stampato del dispositivo è mostrata in fig. 2.
Tra le caratteristiche di progettazione dell'IIP, va notato quanto segue. Il nodo A1 del controller SHI (il disegno della sua scheda è in Fig. 3) è collegato alla scheda principale tramite un connettore unificato a quattro pin X1, simile a quelli utilizzati nei televisori USCT.Le viti di fissaggio tra la scheda principale e il riscaldatore sink provvedere al suo collegamento elettrico con il filo comune dell'SMPS. Il transistor di commutazione VT1 è installato tramite una piastra di mica su un dissipatore di calore a coste con dimensioni di 70x45x24 mm. La scheda controller A7,5 è fissata allo stesso dissipatore di calore con due viti su rack tubolari alti 1 mm. Il microcircuito DA1, installato nella scheda attraverso il pannello dell'adattatore, è saldamente premuto contro il dissipatore di calore dalla superficie del dissipatore di calore del case. L'uso della pasta di organosilicio termoconduttore KPT8 consente al controller di monitorare la temperatura operativa del transistor e di spegnere automaticamente l'SMPS in situazioni di emergenza quando si surriscalda. Quando è montato sulla scheda A1, il transistor VT1 è saldato con cavi preformati in modo che il suo piano sia parallelo alla superficie della scheda e la flangia metallica della custodia del transistor sia rivolta verso il dissipatore di calore collegato da una piastra di fissaggio e due viti aggiuntive. La scheda A1 stessa è anche rivolta verso il dissipatore di calore con il lato in cui si trovano gli elementi. I condensatori C9, C10 sono saldati direttamente ai corrispondenti contatti del pannello dal lato dei conduttori stampati.
Sulla scheda principale, anche l'accoppiatore ottico U1 è installato tramite il pannello dell'adattatore. Una tensione di +35 V viene fornita al circuito di controllo secondario attraverso un dissipatore di calore collegato elettricamente al catodo del diodo VD6, che ha permesso di fare a meno di un ponticello aggiuntivo sul circuito stampato. Nella versione dell'autore è stato utilizzato un radiatore a coste con dimensioni di 40x20x18 mm, precedentemente realizzato per transistor P213-P217. Come dissipatore di calore, puoi anche utilizzare prodotti laminati in alluminio a forma di U con uno spessore di 1,5 ... 2 mm e dimensioni di 100x40 mm. Il diodo è saldato nella scheda in modo che la sua flangia metallica, collegata elettricamente al catodo, sia rivolta verso il dissipatore di calore, e quindi pressato con due viti. Lo stesso dissipatore di calore è adatto per il diodo VD7. Il dispositivo non necessita di ulteriore raffreddamento forzato. Resistenza trimmer R15 - tipo SPZ-16V. Con i condensatori del filtro di ossido selezionati (serie CarXon o simili), il livello richiesto di ondulazione della tensione di uscita è completamente fornito da bobine di arresto standard ad alta frequenza e non è necessario realizzarne di fatte in casa. Le bobine d'arresto DM-2 sono utilizzate nei canali 35x2,4 V e DM-2 nei canali 15x0,6 V. Tutte queste bobine sono installate perpendicolarmente alla scheda madre. Per l'induttore L2 viene utilizzato un pezzo di ferrite tubolare da 10 mm, che viene utilizzato, in particolare, negli induttori citati. Un filo PEV-2 0,72 viene fatto passare attraverso il foro assiale nel tubo, quindi ciascuna estremità viene piegata di 180 ° rispetto alla sua posizione originale, formando così un anello chiuso. Questo induttore sopprime efficacemente le oscillazioni ad alta frequenza che si verificano nel trasformatore quando il transistor di commutazione viene acceso e spento ed elimina anche l'autoeccitazione nei circuiti di controllo. Il trasformatore di impulsi del dispositivo e i suoi altri elementi principali sono calcolati utilizzando il programma specializzato VIPer Design Software, descritto in dettaglio in [4]. L'induttanza dell'avvolgimento primario del trasformatore a una frequenza di conversione di 50 kHz dovrebbe corrispondere a 420 ... 450 μH. Il circuito stampato del dispositivo è stato inizialmente progettato per un trasformatore con un circuito magnetico Sh10x10 in ferrite M2500NMS1 con un pannello di contatto standard (numeri pin 1'-6', 7-12). Ma poi il tabellone è stato integrato con i pad 1-6. Il problema di selezionare un trasformatore come uno degli elementi principali che determinano l'affidabilità dell'intero dispositivo è sorto per l'autore a causa del fatto che in una delle aziende metropolitane, sotto le spoglie di un circuito magnetico Sh10x10 in ferrite M2500NMS1, lui è stato venduto un circuito magnetico della stessa dimensione senza marcatura di fabbrica. Nel trasformatore, si è riscaldato così tanto che l'aumento della temperatura chiaramente non rientrava nella tolleranza di progettazione. La frequenza operativa della conversione è stata variata e, di conseguenza, il numero di spire, l'ordine degli avvolgimenti, il diametro dei conduttori, e tutto inutilmente. Con l'accumularsi del volume di risultati negativi, è maturata l'idea di confrontare la resistenza elettrica del circuito magnetico esistente con la ferrite M3000NMS2 (W 12x20). I risultati della misurazione hanno confermato l'ipotesi: la resistenza elettrica misurata dal dispositivo Ts4341 non dipendeva molto dalla posizione relativa degli elettrodi di misurazione applicati, e per il materiale del conduttore magnetico "falso" era 0,9 ... 1,2 kOhm, e per la ferrite M3000NMS2 - 2 ... 3 kOhm La letteratura di riferimento indica che la resistività elettrica di M2000NM1 è 0,5 Ohm-m e M2500NMS1 (M3000NMS2) è 1 Ohm-m. Di conseguenza, una delle aziende che vende componenti importati, tra i tanti componenti, ha scelto il trasformatore di impulsi più economico per TV SAMSUNG (numero decimale P/N 5106-061101-00) con una dimensione del circuito magnetico ER42/22/15 e un non - traferro magnetico di 1,3 mm (fattore di induttanza misurato di circa 180 nH per giro). La resistenza elettrica specifica del materiale è risultata pressoché uguale a quella della ferrite M3000NMS2 (W 12x20). Per l'utilizzo nell'IIP di tali e altri trasformatori già pronti, vengono eseguite le seguenti operazioni tecnologiche. Prima dello smontaggio, lo schermo elettrostatico viene rimosso dal trasformatore, quindi completamente immerso in acetone o altro solvente e conservato per tre giorni. Dopo tale operazione, il telaio con gli avvolgimenti dovrebbe muoversi lungo il nucleo centrale del circuito magnetico senza applicare sforzi significativi. Questo nucleo magnetico è bloccato in una morsa tramite distanziatori di cartone dal lato opposto ai terminali. Due potenti saldatori riscaldano fino a 100 ... 120 ° C i punti di incollaggio delle giunture delle due metà del circuito magnetico, e attraverso il mandrino a forma di U applicano un leggero colpo con un martello sul telaio con gli avvolgimenti verso i cavi del trasformatore. Come risultato dell'impatto, le metà del circuito magnetico dovrebbero separarsi. Resta da riavvolgere gli avvolgimenti secondo i dati forniti nell'articolo. Un margine significativo nella sezione trasversale della finestra del circuito magnetico consente di utilizzare fili di avvolgimento di diametro maggiore e, se necessario, aumentare la potenza di uscita dell'SMPS. È inoltre possibile utilizzare un trasformatore con circuito magnetico Ø12x20x21 in ferrite M3000NMS2, utilizzato negli alimentatori switching per TV USCT. Inoltre, la potenza di uscita dell'SMPS in questo caso può essere notevolmente aumentata senza alterare la parte elettrica del dispositivo. Ma un trasformatore con una potenza nominale di 120 W (massimo 180 ... 200 W) dovrà essere calcolato secondo le raccomandazioni di Yu Semenov [2]. In questa modifica, alcuni elementi del tabellone dovranno essere leggermente spostati. Sul circuito magnetico del trasformatore di impulsi dell'alimentatore della TV SAMSUNG, utilizzato dall'autore, vengono prima posate 17 spire in due fili PEV-2 0,57 (avvolgimento la), quindi, dopo aver avvolto l'isolamento, vengono avvolti gli avvolgimenti IV6 e IVa (secondo e terzo strato - 21 giri ciascuno) filo PEV-2 1,0 e di nuovo isolamento dell'avvolgimento. Nel quarto strato, in due fili PEV-2 0,41 "scaricati" - 9 giri degli avvolgimenti Shb e Sha. Dopo l'avvolgimento dell'isolamento, il 5o strato è di 8 giri con filo PEV-2 0,12 (di nuovo "in una scarica") dell'avvolgimento II. Il sesto e il settimo strato avvolgono 6, costituiti rispettivamente da 7 e 16 giri, in due fili PEV-17 16. Le sezioni la e 2 dell'avvolgimento primario vengono collegate saldando i corrispondenti piedini sul piedino 0,57 (16'), che viene accorciato di alcuni millimetri in modo da non interferire con l'installazione del trasformatore sulla scheda. La conclusione 2 non è saldata alla scheda. Dopo aver incollato il nucleo magnetico, sul trasformatore finito viene installato uno schermo: una bobina di lamina di rame larga 2 mm, che copre la parte centrale della bobina. Come hanno dimostrato esperimenti con altri circuiti magnetici, quando si utilizza il circuito magnetico Sh10x10 (M2500NMS1) con uno spazio non magnetico di circa 1 mm, il numero di spire negli avvolgimenti sarà lo stesso del circuito magnetico "coreano". Inoltre, un gap costruttivo non magnetico di 1 mm sul nucleo centrale può essere sostituito con distanziatori getinax di 0,5 mm di spessore tra le aste laterali di un circuito magnetico convenzionale. Allo stesso tempo, l'induttanza di dispersione del trasformatore aumenta da 4 a 6 μH, ma il picco di tensione al drain causato da esso nel momento in cui il transistor di commutazione IRFBC40 viene spento è ancora lontano dal suo valore limite di 600 V. Istituzione di un UPS Se l'installazione del dispositivo viene eseguita senza errori e vengono utilizzati elementi riparabili, la sua regolazione si riduce all'impostazione della tensione di uscita (selezionando la modalità operativa dell'accoppiatore ottico). Tuttavia, è impossibile escludere completamente la possibilità di guasto dell'SMPS alla prima accensione, quindi considereremo il processo di regolazione in modo più dettagliato. Le informazioni fornite qui saranno utili anche quando si imposta un SMPS autoprogettato con altre tensioni di uscita. Prima di tutto, prima di installare un transistor ad effetto di campo, assicurati che funzioni. Come farlo è stato descritto in dettaglio, ad esempio, in [5] e in altri articoli pubblicati sulla rivista. Quindi, con l'ausilio di un dispositivo universale per testare l'SMPS [5], con il nodo controller A1 spento, viene verificata la corretta fasatura degli avvolgimenti del trasformatore e l'operatività dei raddrizzatori di uscita. Affinché la frequenza operativa del dispositivo corrisponda alla frequenza di conversione richiesta (50 kHz), è sufficiente saldare un altro condensatore da 220 pF in parallelo al condensatore di impostazione della frequenza da 120 pF nel dispositivo. In questo caso, le tensioni di uscita dell'SMPS corrisponderanno approssimativamente a quelle richieste. All'uscita del dispositivo sono inclusi resistori, le cui resistenze sono approssimativamente equivalenti alla metà del carico. In ciascuno dei canali 2x15 V, queste possono essere lampade a incandescenza con una corrente operativa di 0,1 ... 0,2 A, consentendo di controllare visivamente l'aspetto delle tensioni di uscita. Nei canali 2x35 V, vengono utilizzate come carico due resistenze collegate in serie con una resistenza di 33 Ohm (PEV 25 W). Il passaggio successivo consiste nel verificare lo stato del controller e controllare il funzionamento dell'SMPS con il circuito di controllo primario, per il quale il circuito secondario viene temporaneamente disattivato impostando il cursore del resistore R15 nella posizione inferiore secondo lo schema e rimuovendo l'optoaccoppiatore U1 dal pannello. Quando si stabilisce un SMPS, è necessario monitorare costantemente la tensione di uscita con un voltmetro. Il suo valore di 36 V è il massimo consentito per il chip DA2 e anche la tensione inversa sui diodi raddrizzatori VD6, VD7 si avvicina al massimo consentito. Per identificare il margine di forza elettrica del dispositivo, l'autore ha deliberatamente aumentato per diversi minuti questa tensione a 45 V. Ma il funzionamento a lungo termine dell'SMPS in questa modalità è impossibile a causa di una forte diminuzione dell'affidabilità. Per verificare lo stato del microcircuito DA1 e monitorare l'operatività del circuito di controllo primario, un resistore di sintonia "tecnologico" con un valore nominale di 3-22 kOhm viene saldato ai punti di commutazione del resistore R33 (è temporaneamente escluso) con un reostato, il cui motore è impostato nella posizione di massima resistenza, e al condensatore C13 in questo momento saldare un diodo zener da 18 V a bassa potenza, che limiterà la tensione di alimentazione del controller. Con il nodo A1 rimosso dal connettore X1, una tensione stabilizzata di +13 V viene fornita al terminale positivo del condensatore C17,5 da un alimentatore da laboratorio (LIP), necessario per l'accensione garantita del chip DA1. Senza collegare l'SMPS alla rete, ruotando il motore della resistenza di processo sul pin 3 del connettore X1, la tensione viene impostata a +2,5 V. Successivamente, il nodo A1 viene inserito nel connettore e utilizzando un oscilloscopio, la presenza di impulsi a il gate del transistor di commutazione VT1 è monitorato. Se necessario, selezionando il circuito R6C8, viene regolata la frequenza degli impulsi di commutazione. Se non ci sono impulsi, sostituire il chip DA1. Nella fase successiva, la tensione del LIP viene ridotta a +15 V, la tensione di +2,5 V viene ripristinata con una resistenza di processo sul pin 3 del connettore X1, quindi il LIP viene spento e l'SMPS è collegato alla rete . L'aumento della tensione di alimentazione del microcircuito avviene in modo relativamente lento man mano che il condensatore C13 viene caricato ed è chiaramente visibile un intervallo di tempo di 0,5 ... 2 s tra l'alimentazione della tensione di rete e il momento in cui viene accesa. È possibile che per alcuni campioni di microcircuiti KR1033EU10 (UC3842, KA3842) la tensione di alimentazione del microcircuito non raggiunga il valore di soglia di 14,5 ... diminuzione della resistenza del resistore R17,5. Il movimento fluido del motore del resistore tecnologico assicura che la tensione di uscita dell'SMPS possa essere regolata. A questo punto, il controllo dello stato del microcircuito DA1 e il controllo dell'operatività dell'anello di controllo primario sono completati e si procede alla creazione dell'anello di controllo secondario. Qualsiasi LED è installato nel pannello per l'accoppiatore ottico U1 con l'anodo al pin 1, il catodo al pin 2. Nel circuito R18 - pin 1 dell'accoppiatore ottico, è acceso un milliamperometro da 15 ... 30 mA (questo può essere un dispositivo di misurazione combinato). Un LIP con una tensione di uscita di 35 V è collegato all'uscita +35 V dell'SMPS nella polarità appropriata (il carico può essere spento in questo caso). Il resistore R18, che determina il valore della massima potenza di uscita (il doppio del valore nominale - circa 150 W), è preselezionato in modo tale che nella posizione più alta del motore del resistore R15 nel circuito, la corrente controllata non superi i 12 mA . Se la corrente è significativamente più alta (in questo caso, il LED potrebbe guastarsi, ma è comunque più economico dell'accoppiatore ottico) e il resistore di regolazione R15 non è regolabile, sostituire il chip DA2. Quindi, al posto del LED, viene installato un optoaccoppiatore e viene nuovamente verificata la possibilità di regolare la corrente di ingresso e il suo valore massimo. Se non c'è corrente, sostituire l'optoaccoppiatore. Successivamente, il motore del resistore R15 viene impostato nella posizione inferiore secondo lo schema e l'uscita negativa del LIP è collegata all'uscita 2 dell'accoppiatore ottico. Aumentando uniformemente la tensione di uscita del LIP da zero, la corrente controllata viene impostata nell'intervallo 1 ... 2 mA. Il secondo LIP è collegato al condensatore C13 e la tensione alla sua uscita è impostata a 12,5 V, mentre l'alimentazione di rete dell'SMPS deve essere disattivata. Regolando la resistenza di processo, la tensione sul pin 3 del connettore X1 è 2,5 V. Modificando la corrente del diodo emettitore dell'accoppiatore ottico entro 0,5 ... 3 mA, si è convinti della sua forte influenza sulla tensione precedentemente impostata di 2,5 V. Se ciò non accade, sostituire l'optoaccoppiatore. La corrente di ingresso del diodo emettitore viene nuovamente impostata nell'intervallo 0,5 ... 2 mA e 2,5 V viene ripristinata con un resistore tecnologico sul pin 3 del connettore X1, dopodiché il secondo LIP con una tensione di +12,5 V viene spento e il primo LIP con una tensione di uscita di +35 V è nuovamente collegato all'uscita dell'SMPS. Spostando dolcemente il cursore del resistore R15 (verso l'alto secondo lo schema), la regolazione viene interrotta nel momento in cui l'ago del milliamperometro inizia a muoversi. Il LIP è disconnesso dal blocco e viene invece attivato un carico equivalente. Ora l'SMPS può essere riacceso. Quando la rete è accesa, la tensione di +35 V all'uscita del dispositivo può differire di decimi di volt dal valore richiesto. Utilizzando il metodo di approssimazione successiva, utilizzando le regolazioni del resistore R15 e del resistore tecnologico (sono altamente interdipendenti), la corrente di ingresso del diodo emettitore è impostata su circa 1,5 mA e la tensione all'uscita dell'SMPS è + 35 V. Chiudendo i terminali di uno dei resistori di carico (33 Ohm) nel circuito + 35 V, controllare la diminuzione della corrente del diodo emettitore di circa 0,5 mA, e quando un altro dei resistori di carico nel -35 Il circuito V è chiuso, un'ulteriore diminuzione di 0,5 mA. In questo caso, utilizzando un oscilloscopio, è possibile osservare un notevole aumento in due fasi del ciclo di lavoro degli impulsi di commutazione. In conclusione, LATRom cambia la tensione di rete nell'intervallo 125 ... 250 V. Con tutte le variazioni del carico resistivo e della tensione di rete, la tensione di uscita dell'SMPS dovrebbe stabilizzarsi con una precisione non inferiore a 0,1 V. Quindi, un milliamperometro, un diodo zener protettivo vengono rimossi dal dispositivo e il resistore di processo (R3) viene saldato. Misurare la sua resistenza effettiva e saldare invece un resistore con il rating più vicino. Assicurarsi della stabilità richiesta della tensione di uscita. Successivamente, viene misurata la potenza massima fornita dall'alimentatore alla tensione di rete nominale, per la quale i resistori di carico con una resistenza di 33 ohm sono collegati in parallelo all'uscita dell'alimentatore, due per ciascun canale. La corrente nel carico è controllata da un amperometro di 3 A. Riducendo la resistenza del resistore R18 (nella versione dell'autore - fino a 680 Ohm), il dispositivo di protezione viene attivato a una corrente superiore a 2,5 A quando un carico aggiuntivo è collegato. Quindi - a carico nominale - è necessario ripristinare la tensione di uscita modificata di +15 V con un resistore sintonizzato R35 Di conseguenza, a carico massimo, la tensione di uscita diminuisce di 2 ... 3 V, a seconda dei parametri di il microcircuito. Questo completa la creazione del circuito di controllo secondario. In conclusione, lo stabilimento, osservando le precauzioni, controlla gli impulsi al drain del transistor ad effetto di campo VT1. In presenza di autoeccitazione ad alta frequenza, che può verificarsi, ad esempio, se i terminali dell'induttore L2 sono chiusi, oltre agli impulsi dell'inverter principale, saranno presenti impulsi di rumore stretti (circa 1 μs) nel circuito controllato in aggiunta agli impulsi dell'inverter principale. Il loro spettro è così ampio da rendere difficile la ricezione di stazioni radio anche nella banda VHF con un ricevitore situato a pochi metri da un SMPS funzionante. Questo metodo consente di rilevare la presenza di autoeccitazione nel dispositivo "a orecchio", senza oscilloscopio. Dopo l'eliminazione dell'eccitazione, se necessario, il carico viene aumentato al valore nominale e dopo circa mezz'ora vengono verificate le condizioni termiche a regime del trasformatore, del ponte raddrizzatore, del transistor di commutazione e dei diodi nei circuiti di uscita. Se tutte le parti sono in buone condizioni, la temperatura dei loro alloggiamenti non deve superare la temperatura ambiente di oltre 20 °C. Il ponte raddrizzatore importato acquistato per la prima versione dell'autore dell'SMPS si è rivelato scadente e fortemente surriscaldato anche al minimo (in assenza di qualsiasi carico collegato al raddrizzatore di rete). La ragione di tale carenza può essere rilevata solo misurando la corrente inversa dei diodi del ponte a una tensione di circa 300 V. Il surriscaldamento del ponte raddrizzatore e la sua distruzione potrebbero causare danni ai restanti elementi del raddrizzatore di rete, e dopo loro il transistor di commutazione con il controller. La versione topologica proposta del circuito stampato del dispositivo, con alcune semplificazioni, può essere utilizzata anche quando si sostituisce il gruppo controller A1 con il suo analogo completo: un microcircuito VIPer100 (VIPer100A) importato. Informazioni sul test SMPS I parametri dell'SMPS forniti all'inizio dell'articolo sono stati misurati in modalità nominale con un carico costante alle uscite della fonte di alimentazione. La sua potenza massima può essere stimata dalla corrente massima nel carico alle uscite +35 V e -35 V, che raggiunge 2,5 A quando la tensione a queste uscite diminuisce di circa 3 V. Nel frattempo, se un UMZCH con un'elevata potenza di uscita è collegato all'alimentatore come carico, questo corrisponderà alla modalità dinamica Ai picchi del volume del segnale audio amplificato, specialmente nella banda di frequenza di 20 ... superando più volte il valore nominale della corrente e nelle pause - per indebolirsi al minimo, limitato dalla corrente di riposo dei transistor di uscita UMZCH. È ovvio che i sistemi di controllo automatico nel microcircuito consentono, in una certa misura, di compensare le fluttuazioni della tensione di uscita associate al carico dinamico. Ma è chiaro che queste possibilità non sono illimitate, e quindi è necessario un cuscinetto tra SMPS e UMZCH, che indebolisce i cambiamenti improvvisi del carico. Come tale buffer, vengono utilizzati condensatori di filtro aggiuntivi nel canale di alimentazione di ciascun braccio UMZCH. Se confrontiamo la commutazione ad alta frequenza e gli alimentatori di rete convenzionali, possiamo presumere che i primi dovrebbero avere qualche vantaggio rispetto ai secondi, associato alla possibilità di utilizzare condensatori di filtro di capacità inferiore. In genere, i radioamatori negli alimentatori tradizionali utilizzano condensatori di filtro alla velocità di 4700 microfarad per ogni 50 W di potenza UMZCH, ma a volte aumentano la loro capacità a molte decine di migliaia di microfarad. Secondo l'autore, non vi sono motivi per un tale aumento dell'IIP. Dopotutto, la fornitura di energia dei condensatori di filtro negli alimentatori tradizionali avviene a una frequenza di 100 Hz e in un SMPS - 50 kHz! Certo, non è necessario sperare che in questo caso la capacità possa essere scelta 500 volte inferiore, ma è necessario scoprire parte del loro valore ottimale. Questo problema è stato messo in primo piano nei test delle prestazioni di questo SMPS con un amplificatore stereo. I test sono stati eseguiti con UMZCH sul chip TDA7294 [6] secondo lo schema di commutazione consigliato dal produttore. La potenza di uscita dell'UMZCH per un carico nominale di 8 ohm è di 60 ... 70 watt. Ogni canale dell'UMZCH stereo con condensatori di filtro aggiuntivi di 2200 μF è stato collegato a una sorgente bipolare di ± 35 V tramite induttanze ad alta frequenza DM-2,4 (5 μH). Sono state utilizzate esattamente le stesse bobine d'arresto per collegare una sorgente bipolare ±15 V al blocco dei toni. L'accensione dell'UMZCH è praticamente silenziosa. Le misurazioni hanno mostrato che anche al livello massimo del segnale di tono nella banda di 20 Hz ... 50 kHz senza distorsione evidente a un carico di 8 Ohm, la corrente media consumata dalla sorgente ± 35 V non supera 1,1 .. 1,2 A per ciascuno dei canali dell'amplificatore. Va ricordato che l'UMZCH push-pull per ciascuno dei canali di alimentazione (+35 V e -35 V) consuma una corrente pulsata con un ciclo di lavoro vicino a due. Durante la pausa, i condensatori dei filtri livellatori hanno il tempo di ripristinare la carica, fornendo una corrente di carico pulsata nel successivo periodo di segnale. Alla massima potenza di uscita dell'UMZCH, il "drawdown" della tensione rispetto al valore nominale non supera i 2 V. Poiché questa modalità di test degli amplificatori su un segnale di tono è molto lontana dalle reali condizioni operative, nel caso dell'amplificazione di segnali musicali, le tensioni di uscita dell'SMPS rimangono stabili. Letteratura
Autore: S. Kosenko, Voronezh
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