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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Problemi nella progettazione di amplificatori con feedback generale. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Amplificatori di potenza a transistor Di recente, c'è stata un'altra ondata di discussioni su un argomento che può essere chiamato condizionatamente "a favore" o "contro" il feedback negativo negli amplificatori. Sfortunatamente, queste discussioni raramente contengono argomenti razionali, mentre dimostrano una chiara mancanza di conoscenza delle "piccole cose" del lavoro e della progettazione di sistemi con FOS. La situazione è complicata dal fatto che nella maggior parte dei casi, i dispositivi sono citati come giustificazione per le obiezioni all'uso del feedback, che di fatto si rivelano un esempio di uso analfabeta o infruttuoso dello stesso. E poi, nelle peggiori tradizioni della logica scolastica, si trae la conclusione: "il feedback è cattivo!". Allo stesso tempo, gli esempi di uso corretto dei FOS sembrano diventare sempre più rari, e molto probabilmente a causa della quasi assenza di letteratura moderna su questo argomento. Ecco perché ci sembra particolarmente opportuno pubblicare diversi materiali dedicati a caratteristiche poco conosciute della progettazione di amplificatori altamente lineari con feedback. Ricordiamo che il motivo principale dell'invenzione degli amplificatori con feedback feedback da parte di Harold Black nel 1927 era proprio la necessità di aumentare la linearità degli amplificatori utilizzati nei sistemi di comunicazione telefonica multicanale su una coppia di fili. Il problema era che i requisiti di linearità di questi amplificatori aumentano notevolmente all'aumentare del numero di canali. Ci sono due ragioni per questo. Il primo è che il numero di possibili prodotti di intermodulazione che creano interferenza cresce rapidamente (approssimativamente al quadrato) con il numero di canali ed è molto sensibile all'ordine di non linearità, aumentando fattorialmente al suo aumento (motivo per cui uno spettro armonico corto è obbligatorio requisiti per tali amplificatori). La seconda ragione è che all’aumentare della larghezza di banda del segnale aumentano anche le perdite del cavo, motivo per cui gli amplificatori devono essere posizionati a una distanza più breve (e la loro risposta in frequenza deve essere regolata in modo più deciso) e su un percorso di 2500 km il loro numero aumenta fino a tremila. Poiché i prodotti di distorsione nella linea di comunicazione si sommano, i requisiti per ogni singolo amplificatore sono corrispondentemente più severi. Per far capire quanto sia elevata la classe di queste apparecchiature, ricordiamo che gli amplificatori per sistemi a 10800 canali hanno un livello di distorsione di intermodulazione del terzo ordine a fine banda passante (60 MHz) non superiore a -120...- 126 dB e un valore del tono di differenza non superiore a -130...-135 dB. La distorsione di intermodulazione di ordine superiore è ancora inferiore. La risposta in frequenza di un percorso contenente da due a tremila (!) amplificatori durante la sua vita utile (circa 30 anni di funzionamento XNUMX ore su XNUMX) cambia di non più di pochi decibel, principalmente a causa dell'invecchiamento del cavo. Per gli standard delle apparecchiature convenzionali, questo è fantastico, ma in realtà è solo il risultato dell'uso competente di OOS Il problema di aumentare la linearità degli amplificatori X. Black lavora presso i Bell Labs dal 1921. Fu lui a sviluppare quasi tutti i metodi conosciuti di compensazione della distorsione, in particolare la correzione della distorsione mediante la cosiddetta connessione diretta, nonché la distorsione compensazione sommando un segnale di uscita distorto con un segnale di distorsione antifase dedicato. Queste misure, ovviamente, hanno avuto effetto, ma non sono bastate. La soluzione fondamentale al problema della linearità è stata l'invenzione degli amplificatori con feedback negativo e, soprattutto, la loro corretta implementazione pratica, cosa impossibile senza la creazione di una teoria appropriata (non c'è niente di più pratico di una buona teoria!). Il primo passo nella costruzione della teoria fu compiuto da Harry Nyquist, che trovò un metodo ancora oggi utilizzato per determinare la stabilità ancor prima di chiudere il ciclo di feedback ambientale in base al tipo di risposta in frequenza e di fase di un sistema a circuito aperto (Nyquist odografo). Tuttavia, non tutto è così semplice. Nonostante la semplicità e l'apparente ovvietà del principio di funzionamento dell'OOS, per ottenere effettivamente i benefici ottenibili con il suo utilizzo, è stato necessario creare una teoria del feedback molto estesa, che non si limita affatto a garantire la stabilità (mancanza di generazione); La sua costruzione fu praticamente completata dall'eminente matematico americano di origine olandese, Hendrik Wade Bode, solo nel 1945 [1]. Per rendere chiara la reale complessità dei problemi, notiamo che anche il primo brevetto di Black per un amplificatore con OOS, che non descrive tutti i problemi, ha il volume di un piccolo libro: ha 87 pagine. A proposito, in totale X. Black ha ricevuto 347 brevetti, una parte significativa dei quali sono legati specificamente all'implementazione di amplificatori con OOS. In confronto a una tale mole di lavoro, tutte le affermazioni dei moderni “sovvertitori”, che non hanno creato nulla di livello nemmeno vicino, e spesso non hanno nemmeno letto (o compreso) le opere di Black, Nyquist e Bode, sembrano almeno eccessivamente sicuro di sé. La questione non è quindi quella di utilizzare l'OOS (in realtà è sempre lì, ma non sempre in forma esplicita), ma di garantire che questo utilizzo sia competente e porti il risultato desiderato. Quindi, a quale dei "non descritti nei libri di testo" dovresti prestare attenzione durante la progettazione e la valutazione della progettazione del circuito degli amplificatori con feedback? Innanzitutto, lo ricordiamo nella formula per il coefficiente di trasferimento (funzione di trasferimento) di un sistema di feedback H(s) = K(s)/[1+β(s)K(s)] compaiono numeri e funzioni complessi, vale a dire:
Per ottenere risultati corretti, i calcoli devono essere eseguiti secondo le regole dell'aritmetica dei numeri complessi [2], che spesso vengono dimenticate anche dagli autori dei libri di testo. Ad esempio, con un angolo di fase dell'amplificazione ad anello vicino a ±90°, ±270°, le non linearità di ampiezza dell'amplificatore originale vengono quasi completamente convertite in fasi (cioè in modulazione di fase parassita, sebbene attenuata di |pK| volte). In questo caso, la modulazione di ampiezza parassita praticamente scompare, e i risultati di misurazione risultanti della distorsione di intermodulazione possono essere 20...30 dB più ottimistici di quanto effettivamente mostrerà l'analizzatore di spettro (e l'udito nel caso di UMZCH). Sfortunatamente, questa è esattamente la situazione con la maggior parte degli amplificatori operazionali e molti UMZCH. Un buon esempio è l'amplificatore di feedback di corrente descritto da Mark Alexander [3]. Il livello effettivo di distorsione di intermodulazione (nell'abbreviazione inglese - IMD) di questo amplificatore su un segnale a due toni con frequenze di 14 e 15 kHz secondo l'analizzatore di spettro è di circa 0,01%, che è in buon accordo con la distorsione armonica rispetto a grafico della frequenza (circa 0,007% a una frequenza di 15 kHz). Se la distorsione di intermodulazione di questo amplificatore viene misurata utilizzando il metodo standard (solo modulazione di ampiezza), i valori IMD risultanti saranno molto più bassi. A una frequenza di 7 kHz, otteniamo solo uno 0,0002% trascurabile ea 15 kHz - circa lo 0,0015%, che è significativamente inferiore ai valori reali (rispettivamente circa 0,005 e 0,01%). Questo effetto è stato citato di sfuggita anche da Matti Otala [4]. Il punto successivo È importante capire che l'OOS non può ridurre il valore assoluto dei prodotti di distorsione e rumore portati all'ingresso rispetto alla situazione in cui il circuito OOS è aperto e i livelli del segnale di uscita sono gli stessi in entrambi i casi. A frequenze sufficientemente elevate, il guadagno di qualsiasi amplificatore diminuisce; di conseguenza, il segnale differenza nell'amplificatore con feedback negativo aumenta. Pertanto, nella regione delle frequenze più alte, gli stadi di ingresso e quelli successivi inizieranno inevitabilmente a mostrare la loro non linearità, poiché un aumento del segnale differenziale in un amplificatore con OOS è possibile quasi raddoppiare il valore di ingresso [5] a causa dello sfasamento . Si noti inoltre che con un circuito di feedback chiuso, i prodotti della distorsione, soprattutto quelli di ordine elevato, come i "denti" della commutazione dei bracci dello stadio di uscita, sono simili ai segnali di ingresso ad alta frequenza e al filtro passa-basso di ingresso non può aiutare qui. Questo è il motivo per cui, al fine di evitare un'espansione catastrofica dello spettro delle distorsioni di intermodulazione quando si introduce un feedback negativo, è estremamente desiderabile garantire un decadimento più rapido dell'inviluppo dello spettro dei prodotti di distorsione senza feedback negativo rispetto al tasso di decadimento del loop guadagno. Purtroppo questa condizione non solo è poco conosciuta (Bode la accenna solo, ritenendola ovvia), ma è anche estremamente raramente soddisfatta. Per lo stesso motivo, la correzione della frequenza introdotta per la stabilità non dovrebbe portare ad un deterioramento della linearità dell'amplificatore su tutta la gamma di frequenze fino alla frequenza di guadagno unitaria e anche leggermente superiore. Il modo più ovvio per ottenere ciò è eseguire la correzione in modo tale da ridurre direttamente l'ampiezza del segnale di ingresso, come è stato fatto nel famoso amplificatore di M. Otala (Fig. 1). Si noti che lo "estinzione" del segnale differenziale all'ingresso da parte della catena R6C1 qui utilizzata alla fine fornisce un risultato molto migliore rispetto a un circuito di correzione della frequenza modello del tipo amplificatore operazionale, nonostante la presenza nei circuiti di emettitore di cascate differenziali di forzatura condensatori C2, C4 C6, che aumentano notevolmente la non linearità dinamica.
Quanto sopra spiega l'opportunità di un ampio margine di linearità negli stadi precedenti a quelli in cui si forma il decadimento principale della risposta in frequenza - negli amplificatori con feedback, ciò è necessario innanzitutto per evitare un significativo ampliamento dello spettro dei prodotti di distorsione . Per aumentare la linearità degli stadi di ingresso, si consiglia spesso di utilizzare transistor ad effetto di campo, tuttavia questa raccomandazione ha senso solo quando si utilizzano transistor ad effetto di campo discreti con un'elevata tensione di interruzione (più di 5 V ) e impostando la modalità appropriata (circa la metà della corrente iniziale, tuttavia, l'amplificazione di uno stadio così piccolo). Gli stadi amplificatori basati su transistor bipolari, con l'introduzione del feedback locale, che forniscono la stessa transconduttanza effettiva e funzionano alla stessa corrente delle cascate basate su transistor ad effetto di campo, forniscono sempre una linearità significativamente migliore, soprattutto alle alte frequenze, grazie ad un migliore rapporto dalla capacità passante alla transconduttanza [6]. L'uso di amplificatori operazionali standard con un ingresso "di campo", in cui i transistor di ingresso, per raggiungere la stabilità termica, operano in una modalità distante dal limite di circa 0,6...0,7 V, fornisce un guadagno di linearità solo se confrontato con uno stadio differenziale su transistor bipolari, in cui i resistori di emettitore non scendono più di 0,1...0,2 V. Negli amplificatori operazionali ad alta velocità con un ingresso "bipolare", la caduta di tensione attraverso i resistori di emettitore di solito non è inferiore a 300...500 mV, quindi la linearità dei loro stadi di ingresso è maggiore e la loro capacità di ingresso è inferiore. È per questi motivi che gli amplificatori operazionali a effetto di campo altamente lineari e ad alta velocità (come OPA655 e AD843) sono generalmente costruiti come una combinazione di stadi a transistor bipolari con follower del flusso di ingresso. Per aumentare la linearità degli stadi di ingresso, è più efficace utilizzare la retroazione locale dipendente dalla frequenza, che fornisce contemporaneamente la necessaria diminuzione della risposta in frequenza e l'aumento della linearità (ad esempio, con induttori nei circuiti di emettitore degli stadi di ingresso [7]). La protezione ambientale locale dipendente dalla frequenza riduce la perdita di profondità della protezione ambientale complessiva nella banda di frequenza operativa; è applicabile sia negli stadi di amplificazione di tensione (ad esempio negli operazionali LM101, LM318, NE5534 [8]) che negli stadi di uscita (ad esempio negli operazionali OP275, LM12 e nei microcircuiti UMZCH TDA729x e LM3876/3886) . Pertanto, quando si sviluppa un amplificatore con feedback, è necessario garantire una linearità accettabile (almeno non peggiore di qualche punto percentuale) e una migliore stabilità delle caratteristiche senza feedback proprio nella regione di frequenza in cui il guadagno del loop è piccolo e non alle basse frequenze , dove il guadagno di loop è alto. Una serie di accorgimenti per migliorare la linearità alle basse e medie frequenze (ad esempio l'introduzione del cosiddetto tracking link in un amplificatore cascode) porta contemporaneamente ad un deterioramento della stabilità delle caratteristiche e (o) ad una diminuzione nella linearità in HF. Pertanto, la loro introduzione negli amplificatori con feedback non è pratica. Nel caso di utilizzo dell'OOS locale, per ottenere buoni risultati, è necessario ottimizzare le loro caratteristiche di frequenza, poiché ciascuna di esse non solo aumenta la linearità di una determinata cascata ma riduce anche il guadagno dell'anello nel circuito OOS generale. Si tratta di un compito non banale; non può essere svolto senza un'accurata modellazione e ottimizzazione del computer. Come regola di prima approssimazione, possiamo supporre che l'opzione prossima all'ottimale sia quella in cui il contributo di tutti gli stadi alle distorsioni risultanti dell'amplificatore con feedback negativo (con un circuito di feedback chiuso!) è approssimativamente lo stesso. Inoltre, per gli amplificatori con feedback generale, l'assenza di guasti al tracciamento dinamico nel circuito di feedback è fondamentale. Ciò significa che le non linearità dinamiche sono inaccettabili e portano a bruschi cambiamenti nelle caratteristiche, ad esempio a causa del blocco o della saturazione (quasi-saturazione) dei transistor o a causa della comparsa di correnti di griglia nelle lampade quando un segnale viene fornito attraverso un condensatore di isolamento. Se per qualche motivo tali fenomeni non possono essere esclusi, è necessario adottare misure per livellare la loro influenza nelle regioni di frequenza in cui il guadagno dell'anello è piccolo (specialmente nella regione di frequenza del guadagno unitario), utilizzando, ad esempio, OOS locale. Un esempio eccellente è lo stadio di uscita push-pull NE5534 [8] che utilizza transistor con la stessa struttura di conduttività. Sembrerebbe che la cascata sia molto non lineare: il braccio superiore è un inseguitore di emettitore, il braccio inferiore è un transistor con emettitore comune.Tuttavia, nell'amplificatore operazionale, a causa dell'aumento della profondità del feedback locale con la frequenza , non ci sono tracce di gradini" (ovviamente, a condizione che la scheda sia disposta correttamente). Pertanto, la distorsione della sorgente principale in questo amplificatore risulta molto spesso essere proprio il sovraccarico dello stadio di ingresso, che non contiene ( (per ridurre al minimo il rumore) resistori di emettitore! In ogni caso, non si verifica alcun aumento della distorsione nella banda di frequenza audio di questo amplificatore operazionale anche con un'amplificazione con un OOS di 40 dB (p = 0 01 ) quando la profondità di il feedback complessivo a 20 kHz non supera i 30 dB, la distorsione non supera lo 0,005% (e questo con un'oscillazione del segnale in uscita di 20 V da picco a picco) e il loro spettro è praticamente limitato alla terza armonica. , collegando un carico fino a 500 Ohm non si ha quasi alcun effetto sulla distorsione. Tra gli altri difetti del circuito, l'isteresi dinamica (creata dalla maggior parte dei circuiti progettati per la commutazione "morbida" dei bracci degli stadi di uscita push-pull), così come il "taglio centrale" - passo che si verifica alle alte frequenze (una malattia standard degli stadi di uscita stadi su transistor compositi secondo lo schema Sziklai o basato su amplificatore "parallelo"). Dal punto di vista della stabilità, questi difetti equivalgono alla comparsa di un ulteriore sfasamento, che arriva fino a 80°... 100°. In un certo numero di amplificatori operazionali e alcuni modelli di potenti amplificatori, per superare queste carenze, vengono utilizzati circuiti di bypass di elementi non lineari lungo la RF (sistema operativo multicanale). La questione della scelta del tipo di risposta in frequenza dell'amplificazione ad anello è abbastanza ben trattata nella letteratura classica, ad esempio in [1]. La scelta del numero ottimale di stadi di amplificazione, tenendo conto della loro velocità relativa, e la progettazione di sistemi con FOS multicanale sono esaminati in dettaglio in [9], quindi daremo solo brevi informazioni di seguito. Poiché il nodo UMZCH "più lento" è il più delle volte un potente stadio di uscita, il numero ottimale di cascate nell'UMZCH dal punto di vista della linearità e della profondità del feedback non è certamente inferiore a tre (come stabilito da Bode, con velocità approssimativamente uguale di le cascate, un amplificatore a tre stadi è ottimale). Nel caso di eseguire la correzione con circuiti che bypassano le cascate sulla RF, il numero di cascate è limitato solo dalla complicazione del dispositivo. La divisione del circuito di retroazione generale in più circuiti locali, sostenuta da numerosi autori, nonostante la semplificazione del progetto, è inappropriata.La copertura del feedback "locale" da parte di più di una cascata nell'amplificatore, come mostrato da Bode, porta alla perdita della linearità potenzialmente ottenibile. Ad esempio, due cascate collegate in serie con un feedback locale di 30 dB ciascuna avranno ovviamente una linearità peggiore rispetto agli stessi due stadi coperti da un feedback comune di 60 dB nella stessa banda di frequenza. Naturalmente, ci sono alcune eccezioni a questa regola. Pertanto, per formare la risposta in frequenza dell'amplificazione ad anello, è utile utilizzare OOS locali dipendenti dalla frequenza, quando nell'intervallo delle frequenze operative dell'amplificatore sono praticamente spenti e non riducono la profondità ottenibile dell'OOS complessivo. Un altro esempio è che negli amplificatori a microonde realizzati su componenti discreti, e il preciso sfasamento introdotto dagli elementi attivi e dai circuiti passivi inizia a superare quello naturale, determinato dal decadimento della risposta in frequenza, la profondità ottenibile del feedback complessivo è piccola. In questo caso, invece di un OOS generale, risulta più pratico utilizzare catene di OOS locali intrecciate. Il margine di stabilità di fase alle alte frequenze per UMZCH non dovrebbe essere scelto inferiore a 20°...25° (inferiore è inaffidabile) ed è inutile aumentarlo a più di 50°...70° (perdite evidenti nell'amplificazione settore, ovvero in velocità e profondità della tutela ambientale). Per aumentare la profondità del feedback nella banda di frequenza operativa, è consigliabile introdurre nella risposta in frequenza una sezione di guadagno dell'anello con una pendenza di circa 2 dB per ottava. È ancora meglio formare la risposta in frequenza di un guadagno ad anello come un taglio Bode o stabile Nyquist (con un cambio di fase oltre i 180°), tuttavia la loro corretta implementazione è piuttosto complessa e quindi non sempre giustificata. Questo è il motivo per cui gli UMZCH con la risposta in frequenza dell'amplificazione ad anello "secondo Nyquist", per quanto è noto, non sono prodotti in serie. I progetti descritti in letteratura presentano limitazioni operative significative (in particolare, l'inammissibilità dei segnali ad alta frequenza che entrano nell'ingresso, scarso recupero dal "clipping" della tensione di uscita). Eliminare queste limitazioni è possibile, ma complicato. Un altro fattore di fattibilità molto importante e spesso trascurato è la progettazione delle cascate interessate dal feedback. Dovrebbe garantire l'assenza di picchi risonanti parassiti alla caduta della risposta in frequenza e oltre la banda passante, costringendo a ridurre artificialmente la velocità dell'amplificatore nel suo insieme per garantire la stabilità (vedere esempi di risposta in frequenza di amplificatori con anello di retroazione aperto mostrati nella figura 2).
La presenza di picchi parassiti nella risposta in frequenza riduce drasticamente la profondità del feedback ottenibile senza autoeccitazione. La curva 1 dimostra la possibilità di fornire un ampio margine di stabilità (10 dB) ad una frequenza di guadagno unitario di circa 2 MHz. La profondità OOS a 20 kHz è di almeno 40 dB. La curva 2 presenta un picco parassitario, il cui fattore di qualità è circa 20 (in realtà può essere maggiore). Per evitare che un amplificatore dotato di tale amplificatore venga eccitato (con un margine di stabilità di soli 2...3 dB), il guadagno dell'anello e la larghezza di banda operativa di tale amplificatore dovranno essere ridotti di 20 volte rispetto alla curva 1, e la probabile frequenza di autoeccitazione sarà cento volte superiore alle frequenze di guadagno unitario nominali! Per riassumere la breve rassegna, notiamo che qualsiasi progetto è un insieme di compromessi; pertanto, è molto importante che le soluzioni utilizzate siano tra loro interconnesse e che il progetto rappresenti un tutt'uno. Per quanto riguarda UMZCH, ad esempio, non vi è alcun motivo particolare per ottenere specificatamente una profondità di feedback superiore a 80...90 dB nella banda di frequenza audio, poiché in questo caso la fonte principale dei prodotti di distorsione non saranno più gli elementi attivi, ma quelli costruttivi, ad esempio, l'interferenza degli stadi di uscita push-pull. È chiaro che in tal caso è più importante un attento sviluppo del progetto, come è stato fatto in uno dei progetti dell'autore [10] o negli amplificatori stranieri dei marchi Halcro e Dynamic Precision. Letteratura
Autore: S. Ageev, Mosca
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