Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili

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Un amplificatore di potenza a transistor a banda larga può semplificare significativamente la progettazione di un moderno ricetrasmettitore e garantire (a differenza dei dispositivi a valvole) il funzionamento non sintonizzato dello stadio finale. Come riportato dall'autore dell'articolo, questo silo è stato ripetuto da diversi operatori di onde corte e per tutti funziona perfettamente.

Dopo aver sofferto la produzione e la regolazione di diverse opzioni di silo, ho analizzato i circuiti degli stadi di uscita di ricetrasmettitori fabbricati all'estero destinati alle comunicazioni radioamatoriali, nonché i circuiti militari domestici di apparecchiature di una classe simile. Di conseguenza, è emerso un certo approccio alla progettazione di amplificatori di potenza a transistor a banda larga per ricetrasmettitori a onde corte. Aderendo ad esso durante la realizzazione dei silos, il radioamatore ha maggiori possibilità di evitare problemi sia durante la loro installazione che durante il successivo funzionamento. Ecco i punti principali di questo approccio.

1. Nel silo è necessario utilizzare transistor appositamente progettati per l'amplificazione lineare nella banda di frequenza 1,5...30 MHz (serie KT921, KT927, KT944, KT950, KT951, KT955, KT956, KT957, KT980).

2. La potenza di uscita del dispositivo non deve superare il valore di potenza massima di un transistor di un silo push-pull (nelle apparecchiature militari questa cifra non supera il 25% della potenza massima del transistor).

3. I prestages devono funzionare in classe A.

4. I transistor per gli stadi push-pull devono essere selezionati in coppia.

5. Non dovresti sforzarti di ottenere il massimo guadagno (Kus) da ogni fase. Ciò porterà al loro funzionamento instabile. È più opportuno introdurre un'ulteriore cascata e ridurre il coefficiente delle cascate rimanenti utilizzando il feedback negativo.

6. L'installazione deve essere rigida e i cavi degli elementi devono avere una lunghezza minima. Il modo più semplice è utilizzare il montaggio su un circuito stampato con cuscinetti di supporto.

7. Il risparmio sui condensatori di blocco e sui circuiti di disaccoppiamento influisce negativamente sulla stabilità dell'amplificatore nel suo insieme.

8. Risparmiare sulla dimensione del radiatore non è giustificato. In questo caso, i tentativi di “microminiaturizzare” le apparecchiature di solito portano a stress nervoso con conseguenti costi materiali.

La potenza di uscita nominale dell'amplificatore proposto con una tensione di alimentazione di +24 V e una tensione di eccitazione di 0,5 V (rms) è di circa 100 W. L'impedenza di uscita dell'amplificatore è di 50 Ohm e l'impedenza di ingresso è di 8-10 Ohm. Senza filtraggio aggiuntivo, il livello della seconda armonica all'uscita dell'amplificatore non supera -34 dB e la terza - -18 dB. Il livello dei componenti della combinazione del terzo ordine al picco dell'inviluppo del segnale bitonale non supera -36 dB. Queste misurazioni sono state effettuate utilizzando un analizzatore di spettro SK4-59A. Consumo di corrente: fino a 9 A (alla massima potenza di uscita). Banda di frequenza operativa - da 1,8 a 30 MHz. L'amplificatore è stato utilizzato con successo in test a lungo termine (senza l'uso del flusso d'aria forzato).

Tre stadi dell'amplificatore di potenza (Fig. 1) sono posizionati su una scheda comune di 165x85 mm, montata direttamente sulla parete posteriore, il radiatore del ricetrasmettitore. Il primo stadio utilizza un transistor KT913A. Può essere sostituito con KT904A, KT911A. La corrente di riposo del transistor (all'interno del circuito di retroazione C2, R3 e C4, R4, R5 formano la risposta in frequenza della cascata. Il condensatore sub-barile C4 può aumentare la risposta in frequenza della cascata nell'intervallo 24...28 MHz banda. I valori di C2 e R3 influenzano l'andamento generale della risposta in frequenza. Se questa cascata è alimentata da una sorgente con una tensione di +12 V, può essere eseguita sul transistor KT939A, creato appositamente per amplificatori lineari di classe A. Il trasformatore T1 è realizzato su un nucleo magnetico ad anello in ferrite grado 1000NM-3 di dimensioni standard K10x6x5 mm.Gli avvolgimenti contengono 8 spire di filo PEV 0,2, XNUMX mm.

(clicca per ingrandire)

Il secondo stadio è assemblato utilizzando un transistor KT921A. Questo transistor è progettato per amplificatori lineari delle gamme KB e VHF. La corrente di riposo di questa cascata è 300...350 mA e viene impostata selezionando la resistenza R7. La caratteristica della cascata è formata dagli elementi R8, R9, C7, R6 e C8. Come trasformatore T2 venivano utilizzati i cosiddetti “binocoli” (vedi ad esempio l’articolo in “Radio”, 1984, n. 12, p. 18). Due colonne del trasformatore sono costituite da nuclei magnetici anulari in ferrite di grado 1000NM-3 o 2000NM-3 con un diametro esterno di 10 mm. La lunghezza della colonna dattiloscritta è di circa 12 mm (3-4 anelli). L'avvolgimento primario è costituito da 2-3 giri di filo MGTF da 0,25 mm, l'avvolgimento secondario è da 1 giro MGTF da 0,8 mm.

Lo stadio di uscita dell'amplificatore è push-pull. Qui puoi utilizzare transistor dei tipi KT956A, KT944A, KT957A. I migliori in termini di margine di sicurezza sono KT956A. I transistor KT944A danno un "blocco" nella risposta in frequenza nelle gamme HF e i KT957 sono meno affidabili. Una coppia selezionata di transistor garantisce un'elevata efficienza dell'amplificatore e una buona soppressione delle armoniche. La corrente di riposo dei transistor VT3, VT4 viene impostata selezionando il resistore R14. Dovrebbe essere 150...200 mA (per ciascun transistor). La risposta in frequenza della cascata è formata dagli elementi R10-R13, C10, C11. I condensatori C10, C11 influenzano Kus nelle gamme a bassa frequenza e i resistori R10-R13 - nelle gamme ad alta frequenza. La capacità del condensatore C15 determina l'aumento della risposta in frequenza nella banda di frequenza 28...30 MHz. A volte è utile mettere in parallelo all'avvolgimento secondario del trasformatore un condensatore con una capacità di 750...1500 pF. Ciò contribuirà anche a migliorare la risposta in frequenza a frequenze superiori a 24 MHz. In questo caso è necessario controllare la tensione di cascata a 10...14 MHz affinché le caratteristiche qui non crollino. È necessario verificare la corretta selezione di questi elementi alla potenza di funzionamento, poiché alle basse potenze le “impedenze” non sono le stesse della modalità “crociera”.

Il design del trasformatore T3 influisce fondamentalmente sulla qualità dell'amplificatore. Il nucleo magnetico è un anello in ferrite di grado 100NN-4, dimensione standard K16x8x6 mm. L'avvolgimento della presa ha 6 spire di 16 fili PEV-2 da 0,31 mm intrecciati insieme, divisi in due gruppi di 8 fili. La diramazione viene realizzata dal punto di connessione tra la fine del primo gruppo e l'inizio del secondo. L'altro avvolgimento è 1 giro di filo MGShV-0,35 mm, lungo 10 cm Il trasformatore di uscita T4 è un "binocolo" di 2 colonne di 7 nuclei magnetici ad anello di ferrite di grado 400NN-4, dimensioni K16x8x6 mm, ciascuna. L'avvolgimento primario è costituito da 1 giro di treccia da un cavo coassiale, l'avvolgimento secondario è costituito da 2 giri di 10 fili MPO-0,2 collegati in parallelo. L'avvolgimento secondario si trova all'interno del primario. Esperimenti con varie opzioni di progettazione per questo trasformatore hanno mostrato le sue prestazioni con ferriti con una permeabilità di 400-1000 e diametri dell'anello da 12 a 18 mm. L'avvolgimento secondario può essere avvolto in un filo, ad esempio MGTF - 0,8...1 mm. Devi solo ricordare che il trasformatore si riscalda notevolmente durante il funzionamento e, di conseguenza, l'isolamento dei fili deve essere resistente al calore.

La resistenza ohmica delle induttanze L4, L5 dovrebbe essere minima in modo che non si verifichi auto-polarizzazione su di esse. Qui è possibile utilizzare ad esempio DM-1,2 con un'induttanza di 8...15 μH. Il transistor VT5 (stabilizzatore di tensione di polarizzazione dei transistor di uscita) è fissato tramite un distanziatore in mica ad un comune dissipatore di calore. I diodi VD3 e VD4 devono avere un contatto termico con uno dei transistor di uscita. I relè K1 tipo RES34 (passaporto RS4. 524. 372), sebbene RES10, funzionano in modo affidabile per diversi anni. Il corpo del relè deve essere collegato a un filo comune.

La "protezione degli sciocchi" è collegata all'uscita del trasformatore T4 - resistori da due watt R23, R24 con una resistenza totale di 470...510 Ohm. Dal punto della loro connessione, la tensione RF viene rimossa per l'indicatore di potenza in uscita (rivelatore su VD5) e il sistema ALC. In caso di guasto del relè K1, del relè della scheda del filtro passa-basso, o di una rottura dell'antenna, tutta la potenza verrà dissipata su questi resistori e l'SWR sarà pari a 10. Non è così male, poiché il sistema ALC funzionerà e ridurrà la potenza di uscita. Se anche l'ALC fallisce, allora funzionerà una "protezione infallibile": lo "spirito di vernice bruciata" verrà da questi resistori. I transistor possono facilmente resistere a tale esecuzione. Per potenze fino a 100 W, il produttore garantisce “il grado di disadattamento del carico (a Pout = 70 W) entro 1 s di 30:1”. Nel nostro caso sarà 10:1, quindi possiamo lavorare per tre secondi sulla trasmissione e pensare: “Che odore ha?”

Un filtro passa-basso a due collegamenti (L7L8C21C23C25) con una frequenza di taglio di 32 MHz è saldato direttamente sulla scheda dell'amplificatore.

L'alimentazione (+24 V) viene costantemente fornita all'amplificatore dal momento in cui il ricetrasmettitore viene acceso e quando si passa alla modalità di trasmissione, al bus +TX viene fornita una tensione di controllo di +12 V.

L'amplificatore viene configurato nella seguente sequenza. Dopo aver impostato le correnti di riposo dei transistor VT1 - VT4, saldiamo l'uscita del condensatore C5 dai circuiti della base VT2 e la colleghiamo tramite una resistenza da 10...20 Ohm (1 W) al filo comune. Dopo aver applicato un segnale dal GSS con una frequenza di 29 MHz all'ingresso del silo, selezioniamo il condensatore C4, livellando la risposta in frequenza a questa frequenza. Dopo aver ripristinato il collegamento tra C5 e VT2, carichiamo il trasformatore T4 con una resistenza di non induzione da 50...60 Ohm (25 W) con conduttori di lunghezza minima. Avendo impostato il livello del segnale di ingresso su 0,2...0,3 V (rms), misuriamo il consumo di corrente dei transistor VT3, VT4 e la tensione RF sul carico. Scambiando i conduttori dell'avvolgimento primario del trasformatore T3, determiniamo la loro connessione ottimale, in base alla tensione massima sul carico. Aumentando il livello del segnale di ingresso a 0,5 V (rms), misuriamo Iin e Pout. Selezionando il condensatore C15 otteniamo la massima potenza all'uscita dell'amplificatore ad una frequenza di 29 MHz (470...2200 pF a seconda della permeabilità del circuito magnetico del trasformatore T3).

Senza modificare il livello del segnale in ingresso, misuriamo Pout e Iin alle frequenze di 14, 7 e 1,8 MHz. Registriamo i risultati della misurazione. In base alla potenza di uscita massima con consumo di corrente minimo, selezioniamo in sequenza il numero di giri dell'avvolgimento primario, prima del trasformatore T2 (non più di 5 giri), quindi del trasformatore T3 (2-3 giri). Allo stesso tempo, confrontiamo i dati sulla potenza di uscita alle frequenze di 29, 14 e 1,8 MHz.

Poiché l'uscita dei filtri passa-banda raramente produce gli stessi livelli di segnale su tutte le gamme, è necessario infine formare la risposta in frequenza selezionando i resistori R6, R10-R13 e i condensatori C10, C11 con un vero eccitatore (nel ricetrasmettitore) e non con il GSS. 57.

Il preamplificatore (Fig. 2) è assemblato su una scheda separata insieme ai filtri passa banda (BPF) e ad un attenuatore del ricevitore (ATT). Il transistor VT1 (può essere sostituito con transistor dei tipi KT325, KT355 con qualsiasi indice di lettere) funziona in modalità lineare. Il guadagno della cascata è di circa 10. Il carico è un trasformatore a banda larga T1, realizzato su un nucleo magnetico ad anello in ferrite di grado 600HH di dimensioni standard K10x6x5 mm. Gli avvolgimenti contengono 8 spire di filo PEV da 0,2 mm. La corrente di riposo del transistor (20 mA) viene impostata selezionando il resistore R4. La risposta in ampiezza-frequenza della cascata è formata dagli elementi R7, C4.

La chiave sul transistor VT2 controlla il relè K3, che collega l'ingresso della linea PA al DPF in modalità di trasmissione. I filtri passa banda sono a doppio circuito. Per gli induttori sono stati utilizzati telai di televisori del diametro di 8 mm. Questa, ovviamente, non è l'opzione migliore, ma il DFT affronta bene il compito di selezionare i canali mirror e laterali.

Il ricetrasmettitore dispone di tre stadi di protezione per lo stadio di uscita dell'amplificatore di potenza in caso di sovraccarico. Nella fig. La Figura 3 mostra l'ALC (controllo automatico del livello del segnale) e il circuito di protezione per valori SWR elevati.

Questi circuiti di protezione vengono attivati ​​tramite un amplificatore DSB costituito da un transistor ad effetto di campo a due porte. La tensione al secondo gate di questo transistor determina il Kus della cascata e, di conseguenza, la potenza di uscita dell'intera linea dello stadio di uscita. Il segnale dal rilevatore VD5 (vedere Fig. 1 nella prima parte dell'articolo) e il segnale dal misuratore SWR (Fig. 3) attraverso i diodi di isolamento VD2, VD3 vanno all'interruttore a transistor (VT1, VT2). L'uscita dell'emettitore del transistor VT2 è collegata a un filo comune attraverso un resistore variabile (regolatore di potenza in uscita) con una resistenza di 4,7...10 kOhm. Il contatto mobile di questo resistore è collegato al secondo gate dell'amplificatore DSB. Se il carico non è collegato allo stadio di uscita (ad esempio, il relè dell'unità filtro passa-basso è guasto), la tensione RF sull'uscita T4 aumenta. Viene rettificato dal diodo VD5 e chiude l'interruttore a transistor VT1, VT2. La tensione sul secondo gate dell'amplificatore DSB e, di conseguenza, il pilotaggio dello stadio di uscita vengono ridotti. La stessa cosa accade quando l'SWR supera il livello consentito, con l'unica differenza che il raddrizzatore è il diodo VD1 del misuratore SWR.

Dopo aver caricato lo stadio di uscita sull'equivalente dell'antenna, i resistori di regolazione R2 e R3 impostano i livelli di risposta del sistema di protezione. Con una potenza di uscita di 100 W, una coppia di KT956A può sopportare SWR fino a 5 o più. Puoi limitarti ai valori di SWR = 3...4, ai quali il sistema di protezione inizia a funzionare. Per fare ciò, invece di un equivalente, è necessario collegare un carico con valori approssimativi di 20 o 150 Ohm e impostare il livello di risposta della protezione con i resistori R2 e R3. Il guadagno complessivo della linea PA può essere limitato selezionando il resistore R5. Quando si utilizzano transistor come KPZ50 o KP306 in un amplificatore DSB, la tensione sul secondo gate non deve essere impostata su più di +5...7 V. I condensatori C7 e C9 garantiscono un funzionamento regolare del sistema ALC. Se le loro capacità sono troppo piccole, il segnale è distorto, si verifica una forte limitazione, che è sgradevole all'orecchio; se le capacità sono grandi, il sistema reagisce con un ritardo alle variazioni di carico dello stadio di uscita, e l'intero punto di questa protezione è perduta. Controllando la qualità del segnale con un ricevitore aggiuntivo, è possibile ottenere un buon segnale regolando la profondità ALC e il suo tempo di risposta selezionando R3, R2, C7, C9. Il trasformatore del misuratore SWR T1 è avvolto su un nucleo magnetico ad anello di ferrite del marchio M50VCh-2, dimensioni K12x6x4 mm. L'avvolgimento secondario ha 28 spire di filo PELSHO da 0,2 mm. L'avvolgimento primario è un cavo coassiale che passa attraverso l'anello del trasformatore e collega il filtro passa-basso al connettore dell'antenna del ricetrasmettitore.

Il terzo livello di protezione dell'amplificatore limita il consumo di corrente dalla fonte di alimentazione +24 V. Con una potenza di uscita dell'amplificatore fino a 100 W, la corrente di intervento della protezione dello stabilizzatore è impostata su 8,5...9 A.

Qualche parola sui nuclei magnetici in ferrite venduti sui mercati radiofonici. Al momento dell'acquisto, non dire mai quanta permeabilità ti serve. È meglio chiedere quale è disponibile, poiché il venditore ha sempre a portata di mano una “scatola doganale”, dove troverai esattamente la permeabilità che chiami. Con molti rischi, ma è ancora possibile distinguere la ferrite dal suo aspetto, che presenta una maggiore permeabilità. Di norma ha un colore più scuro ("carbone sinterizzato"), una grana più grande e "suona" con il tester (marchio HM). Le ferriti a bassa permeabilità sono di colore grigio, talvolta con uno strato di “ruggine”, hanno grani molto fini e non “suonano” con il tester. Ci sono varie voci nella comunità dei radioamatori sull'uso delle ferriti dei gradi NN e NM. Non sono riuscito a trovare alcuna differenza nelle prestazioni di queste ferriti, almeno nel design dell'amplificatore risultante. Ma nelle apparecchiature militari, soprattutto nei trasmettitori a transistor, è più spesso possibile trovare ferriti di grado NM. Questa informazione non è vincolante. Forse qualcuno vorrebbe condurre uno studio dettagliato in questa direzione e poi condividere i risultati con la comunità dei radioamatori.

Autore: Alexander Tarasov (UT2FW), Reni, Ucraina

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