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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricetrasmettitore CONTEST. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili Il nome di Vladimir Rubtsov (UN7BV) - ingegnere, artista, ex pilota, comandante dell'equipaggio - è ben noto ai lettori di KV Zhurnal, dove ha iniziato a pubblicare nel 1993. Vladimir dedica tutto il suo tempo libero alla progettazione di apparecchiature di comunicazione amatoriale e al lavoro su l'aria. È autore di più di una dozzina di pubblicazioni su riviste, il libro "Amateur Radio Transceiver Equipment UN7BV". Oggi presentiamo uno dei suoi ultimi sviluppi: il ricetrasmettitore "CONTEST". I radioamatori coinvolti nella progettazione di ricetrasmettitori amatoriali, nella scelta di uno schema costruttivo del dispositivo, in particolare la sua frequenza intermedia, insieme ai fattori tradizionali che determinano questa scelta, sono apparsi anche non del tutto ordinari. Questi includono il costo dei componenti radio, la prevalenza di alcuni di essi nei paesi della CSI e la possibilità di acquistarli, o, in generale, l'opportunità (considerando il prezzo) di acquistare un buon dispositivo importato e, quindi, risolvere il problema indicato problema. Nel ricetrasmettitore "CONTEST" offerto all'attenzione dei lettori, viene utilizzato un IF di 10,7 MHz. Il suo utilizzo in un dispositivo progettato per operare su tutte le bande amatoriali, comprese le WARC, non è ottimale (rispetto, ad esempio, a un IF a 5,5 MHz) a causa della presenza di punti interessati nelle bande dei 14 e 21 MHz e della complessità di costruzione il VFO. Tuttavia, la prevalenza di filtri al quarzo a una frequenza di 10,7 MHz nei paesi della CSI, il loro basso prezzo sono stati un serio argomento a favore della scelta fatta. Gli "svantaggi" di cui sopra quando si utilizza un tale IF sono stati eliminati nel ricetrasmettitore utilizzando soluzioni circuitali appropriate, vale a dire: scegliere la frequenza GPA al di sopra dell'IF negli intervalli di cui sopra, seguita da un "flip" della banda laterale nel percorso IF. Le principali caratteristiche tecniche del ricetrasmettitore:
Lo schema a blocchi del ricetrasmettitore, unito allo schema di collegamento dei nodi, è riportato in fig. 1, diagrammi schematici dei nodi - in fig. 2-17. Il dispositivo è una supereterodina con una frequenza intermedia fissa e percorsi di amplificazione inversi. Le tensioni operative +12 V (RX) e +12 V (TX) sono prese rispettivamente dai catodi dei diodi VD68 e VD69 (Fig. 1). I relè K11, K12, K16 e K17 vengono utilizzati per commutare il ricetrasmettitore dalla modalità di ricezione alla modalità di trasmissione e viceversa. La lampada ad incandescenza HL2 con filtro di colore blu è progettata per indicare che il ricetrasmettitore è acceso e per illuminare la scala Smeter PA1, la lampada HL1 con filtro di colore rosso indica che il dispositivo è in modalità di trasmissione.
I relè K13, K14 e l'interruttore SB2 ("UP") forniscono la commutazione del filtro al quarzo in modalità a banda stretta, l'interruttore a pulsante SB4 ("CW") commuta il ricetrasmettitore in modalità telegrafica e SB5 ("VOX") - al controllo vocale del telefono modalità. Il pulsante SB6 ("RX") viene utilizzato in modalità di ricezione. Se non è premuto (cioè è nella posizione mostrata in Fig. 1), allora è possibile trasmettere in SSB utilizzando il push-to-talk SA6 (serve per mettere in trasmissione il ricetrasmettitore in tutte le modalità se SB6 non è premuto). Se si preme il pulsante, anche il ricetrasmettitore è in modalità di ricezione, è impossibile trasmettere utilizzando il PTT in modalità SSB, tuttavia è possibile lavorare con il telegrafo tramite il sistema VOX utilizzando il generatore di toni della chiave telegrafica elettronica. Pulsante SB7 "Regola". ("Setup") il ricetrasmettitore viene messo in modalità setup. Allo stesso tempo, passa alla modalità TX (senza premere il PTT), allo stesso tempo l'oscillatore locale del telegrafo viene acceso nella modalità di radiazione costante. Si sente un tono con una frequenza di circa 1 kHz dal driver dell'altoparlante BA1. Il pulsante SB8 serve per trasferire il ricetrasmettitore in modalità trasmissione senza utilizzare il PTT, mentre è possibile lavorare sia in CW che in SSB. La modalità di desintonizzazione viene attivata con il pulsante SB1, la frequenza viene modificata con un resistore variabile R203. I contatti del relè K17.1 vengono utilizzati per controllare un amplificatore di potenza aggiuntivo, K17.2 - per generare tensioni operative di +12 V (RX) e +12 V (TX), i contatti del relè K15.2 e K15.3 - per controllare il invertire SE. L'interruttore SB9 serve per disabilitare il sistema AGC. Il resistore variabile R204 regola il livello di autoascolto del generatore di toni in modalità CW, il resistore R201 - guadagno per la trasmissione.
In modalità di ricezione, il segnale RF dalla presa dell'antenna XW1 (Fig. 1) attraverso il misuratore SWR (Fig. 2, terminali 40, 41) entra nel P-loop L16 (Fig. 3, terminale 52), quindi attraverso il terminale 6 , contatti relè K11.1, condensatore C55 e sezione SA1.3 dell'interruttore di gamma (Fig. 4) - al circuito L8C63 e quindi amplificato da una cascata bidirezionale (inversione) sui transistor VT7, VT8.
Nella modalità considerata, il segnale RF passa nella direzione da L8 a C67 attraverso il transistor VT8, nella modalità di trasmissione - da C67 a L8 attraverso il transistor VT7. Il trasferimento della cascata dalla modalità RX alla modalità TX viene effettuato applicando una tensione di +12 V ai pin 10 (RX) e 9 (TX). In questo caso, il transistor VT8 è collegato secondo il circuito con una sorgente comune e VT7 - con una base comune. Di conseguenza, le resistenze di ingresso / uscita degli stadi in entrambe le modalità sono alte sul lato del circuito L8C63 e basse sul lato del condensatore C67 e del mixer bilanciato a diodi che lo segue, il che influisce favorevolmente sull'adattamento dell'ingresso / resistenze di uscita degli stadi adiacenti.
La connessione dell'emettitore del transistor VT7 attraverso l'induttore L9 e il resistore R33 con la sorgente VT8 contribuisce alla chiusura del transistor non funzionante VT7 nella modalità RX a causa della fornitura di una piccola tensione positiva dalla sorgente del VT8 operante in questa modalità. In modalità di trasmissione, il processo di chiusura è invertito. La tensione AGC viene applicata alla seconda porta VT8 nella modalità RX e nella modalità TX - una tensione di chiusura di polarità negativa. Dal drain del transistor VT8, il segnale RF amplificato attraverso il condensatore C67 viene inviato ad un mixer bilanciato a doppio ponte (Fig. 5). È costituito da due ponti a diodi (VD18-VD21 e VD22-VD25), trasformatori T3, T4 e resistori R40, R41. La presenza di quest'ultimo consente di implementare la modalità di commutazione dei diodi ad una tensione dell'oscillatore locale relativamente elevata (valore effettivo 4 V) e di limitare la corrente attraverso i diodi durante la semionda di tensione di apertura ai valori massimi consentiti.
Il nodo descritto è una delle opzioni per un mixer di alto livello in grado di fornire un'ampia gamma dinamica grazie all'elevata tensione dell'oscillatore locale, nonché un elevato livello di soppressione del segnale di ingresso. Le qualità positive di un tale mixer includono anche un buon disaccoppiamento dei circuiti di ingresso ed eterodina e la sua reversibilità, ovvero la capacità di lavorare in diverse direzioni del percorso del segnale. Il segnale GPA viene inviato a uno degli avvolgimenti del trasformatore T3 (pin 20) e il segnale RF viene inviato attraverso il pin 26 e il condensatore C100 al punto di connessione dei due avvolgimenti del trasformatore T4. Il segnale IF a 10,7 MHz in ricezione viene prelevato dal suo terzo avvolgimento, che insieme al condensatore C102 forma un filtro di preselezione IF. Da questo filtro, attraverso il condensatore C101, il segnale IF viene inviato all'ingresso di un amplificatore bidirezionale realizzato sui transistor VT9-VT11. Nella modalità di ricezione (passaggio del segnale dal condensatore C101 a C103), l'amplificatore cascode opera sui transistor VT9 e VT10 (il primo è collegato secondo il circuito sorgente comune, il secondo - secondo il circuito base comune), in la modalità di trasmissione (flusso del segnale da C103 a C101) - un transistor VT11. Tale progettazione circuitale consente di ottenere la necessaria amplificazione del segnale IF in entrambe le modalità (RX e TX). Nel primo caso, una tensione di controllo viene fornita al secondo gate del transistor VT9 dal sistema AGC o dal resistore R131 (attraverso la cascata sul transistor VT26) per regolare il guadagno IF. In modalità TX, questa porta VT9 riceve una tensione di chiusura di polarità negativa attraverso il resistore R202, generato da un generatore basato sui transistor VT41, VT42, posti su una scala digitale. La stessa tensione di chiusura è applicata alla seconda porta VT11 in modalità RX. In modalità di trasmissione, riceve una tensione di controllo del guadagno (DSB) dal resistore R201 (vedi Fig. 1). Il segnale IF, selezionato dal filtro L11C106 (Fig. 5), attraverso la bobina di accoppiamento L12 e il condensatore C103 (dal pin 21) entra nel filtro ladder a otto cristalli (Fig. 6, a, pin 17). In modalità SSB (contatti K13.1, K14.1 aperti), la sua larghezza di banda è 2,4 kHz, in modalità CW (contatti chiusi) - 0,8 kHz. I resistori R38, R39 vengono utilizzati per eliminare l'effetto "campana".
Come elemento di selezione principale, puoi utilizzare filtri al quarzo realizzati secondo altri schemi mostrati in Fig. 6: ad esempio, scala a sei cristalli con una larghezza di banda di 2,5 kHz (Fig. 6, b), ponte a quattro cristalli (Fig. 6, c) o otto cristalli (Fig. 6, d). Negli ultimi due filtri, i risonatori al quarzo possono essere utilizzati anche per un'altra frequenza (prossima a 10,7 MHz), tuttavia devono essere soddisfatte le seguenti condizioni: le frequenze di tutti i risonatori superiori (secondo il circuito) devono essere le stesse e differire da le frequenze più basse (anche le stesse) di 2...3 kHz. Dall'uscita del filtro al quarzo (pin 19), la tensione IF viene applicata al gate del transistor ad effetto di campo VT12 (Fig. 5), che fa parte dell'amplificatore bidirezionale (VT12, VT13). Questa cascata funziona in modo simile a quella sopra descritta (in entrambe le modalità) e differisce da essa solo per l'assenza di un terzo transistor (bipolare). Il segnale IF selezionato dal filtro L13C114 attraverso la bobina di accoppiamento L14 viene inviato al secondo mixer a diodi ad anello bilanciato (VD26-VD30), anch'esso utilizzato in entrambe le modalità (RX e TX). Un segnale con una frequenza di 10,7 MHz da un oscillatore locale di riferimento realizzato su un transistor VT30 (Fig. 7) è collegato al mixer attraverso il terminale 24 e gli elementi C122, R63, R61, R64. È bilanciato con un resistore di regolazione R63 (approssimativamente) e la selezione della capacità del condensatore C121.
Dall'uscita del mixer, la tensione AF filtrata dal filtro C123R65C124, attraverso il condensatore C126 e il pin 30, viene inviata all'ingresso (pin 32) del preamplificatore cascode AF, realizzato sui transistor VT14, VT15 (Fig. 8).
La cascata è in buon accordo con l'impedenza di uscita del mixer bilanciato e l'impedenza di ingresso dell'amplificatore di potenza AF, pur fornendo un guadagno sufficientemente ampio. Dal collettore del transistor VT14 attraverso il controllo del volume - un resistore variabile R74 - il segnale AF viene inviato all'ingresso dell'amplificatore di potenza AF, assemblato sul chip DA1. Nella modalità di ricezione, il resistore R77 è chiuso dai contatti del relè K17.1 (vedi Fig. 1), per cui il guadagno della cascata è massimo. Quando si passa alla modalità di trasmissione, i contatti del relè si aprono e il resistore R77 è collegato al circuito dell'emettitore del transistor dello stadio di uscita del microcircuito. Di conseguenza, il guadagno diminuisce. Il guadagno richiesto in modalità RX viene impostato selezionando il resistore R78, in modalità TX - resistore R77. Attraverso il pin 35, l'ingresso dell'amplificatore di potenza viene alimentato con tensione dal tasto telegrafico per l'autoascolto (il suo volume è regolato da un resistore variabile R204, mostrato in Fig. 1). Dall'uscita dell'amplificatore (pin 38), il segnale AF va alle cuffie o contemporaneamente alle cuffie e alla testa dell'altoparlante BA1 (a seconda della posizione dell'interruttore SB3), nonché all'unità AGC (tramite l'interruttore SB9) e il sistema anti-VOX (Fig. 9 , conclusione 60). Il resistore di carico R81 impedisce il guasto del microcircuito durante lo spegnimento della testata dell'altoparlante e dei telefoni nel momento in cui appare un segnale di alto livello all'ingresso. Nella modalità di trasmissione, il segnale AF dal microfono BM1 (Fig. 10) attraverso l'induttanza L17 e il condensatore C191 va al resistore R148 e dal suo motore all'ingresso non invertente dell'amplificatore operazionale DA2. L'induttore impedisce la dispersione di interferenze ad alta frequenza al suo ingresso. Attraverso i contatti K16.1, il segnale amplificato viene inviato al mixer bilanciato (dal pin 80 al 31), nonché al dispositivo di controllo vocale VOX (dal pin 79 al pin 58), il cui circuito è mostrato in fig. 9. In un mixer bilanciato (vedi Fig. 5, VD26-VD30), la frequenza portante viene soppressa, il segnale selezionato dal circuito DSB L13C114 viene amplificato da una cascata su un transistor VT13. Il filtro di selezione principale (vedi Figura 6) seleziona una banda laterale e sopprime il resto della portante. I sottoprodotti di conversione più lontani dall'IF vengono soppressi dal circuito L11C106. Il segnale a banda laterale singola generato viene amplificato da una cascata su un transistor VT11 e inviato dal suo drain a un mixer bilanciato a doppio ponte (VD18-VD21, VD22-VD25). In questa modalità funziona allo stesso modo della modalità RX, tuttavia la direzione del flusso del segnale è invertita. Il segnale prelevato dal pin 26 viene amplificato dal transistor VT7 (vedi Fig. 4) e filtrato dal circuito L8C63.
Inoltre, il segnale della frequenza operativa (a seconda dell'intervallo selezionato utilizzando l'interruttore SA1) attraverso il condensatore C57 e l'uscita 8 viene inviato all'ingresso dell'amplificatore di potenza del trasmettitore (vedere Fig. 3). Si compone di tre stadi: un preamplificatore (VT17), un amplificatore cascode di uscita (VT19, VT20) e un inseguitore di emettitore (VT18) che li abbina tra loro. Lo stadio di uscita cascode è noto per avere un'elevata impedenza di uscita, che in questo caso è ulteriormente aumentata dal trasformatore T6. Tale soluzione circuitale ha permesso di utilizzare una capacità relativamente piccola nel circuito P di uscita del KPI (C158, C159), per ottenere una maggiore purezza spettrale del segnale di uscita, nonché una minore criticità dei fili di collegamento di il circuito nominato alla loro lunghezza. Il segnale RF dall'avvolgimento II del trasformatore T6 attraverso i terminali 50, 7 (vedi Fig. 4), il condensatore C56, i contatti del relè K11.1, i terminali 6, 51 (vedi Fig. 3) entra nel circuito P L16C158-C166 e da esso - attraverso il pin 52, il misuratore SWR (vedi Fig. 2, pin 41, 40) e la presa XW1 (vedi Fig. 1) - nell'antenna. Il misuratore SWR applicato (vedi Fig. 2) consente di controllare la modalità operativa dell'alimentatore, nonché di valutare la potenza di uscita del ricetrasmettitore in base alla tensione dell'onda diretta. Può essere utilizzato con una potenza del trasmettitore da 10 a 200 W, mentre la perdita di energia non supera l'1%. Un vantaggio importante di un tale misuratore SWR è la stessa sensibilità su tutte le bande HF. Una tensione di controllo viene generata nel misuratore SWR per proteggere l'amplificatore di potenza del trasmettitore dall'alto SWR all'alimentatore dell'antenna. Questa tensione viene rimossa dal resistore R86 e viene alimentata attraverso i terminali 43, 45 alla base del transistor di regolazione VT16 (vedi Fig. 3). Ad alta tensione d'onda inversa, il diodo zener VD33 e il transistor VT16 si aprono, la tensione sul collettore di quest'ultimo e sul secondo gate del transistor ad effetto di campo VT17 ad esso collegato galvanicamente diminuisce e il guadagno dell'amplificatore di potenza diminuisce a quasi zero. Il diagramma schematico del GPA è mostrato in fig. 11. Il generatore stesso è realizzato sul transistor VT1. Il regolatore di tensione parametrico VD2R9 e gli elementi di disaccoppiamento C22, R1, C24, C242 impediscono la dispersione della tensione RF nel circuito di alimentazione e forniscono una maggiore stabilità dei parametri del segnale di uscita con piccole fluttuazioni della tensione di alimentazione che si verificano durante i transitori (passaggio dalla ricezione alla trasmissione , e viceversa). Il resistore R4 migliora il disaccoppiamento del generatore dallo stadio successivo. Un amplificatore RF a banda larga è montato sul transistor VT2. La bassa capacità del circuito di gate e l'elevata impedenza di ingresso della cascata contribuiscono ad un buon disaccoppiamento del generatore dalle altre cascate. Nelle gamme 1,8; 14 e 21 MHz, l'amplificatore GPA è caricato con un filtro passa-basso ellittico del settimo ordine L5-L7C37-C43 con una larghezza di banda di 11,3 ... 18,8 MHz, nel resto - con un filtro simile L2-L4C30-C36 con una larghezza di banda di 7 ... 10,5 MHz. I filtri vengono commutati contemporaneamente al cambio di range tramite l'interruttore SA1. Tutte le componenti spurie del segnale vengono soppresse di oltre 35 dB. Dalle uscite dei filtri, il segnale viene inviato all'ingresso dell'amplificatore duplicatore sui transistor VT3, VT4. La commutazione delle modalità operative di questa cascata viene effettuata dai contatti del relè K9.1, controllati dall'unità di commutazione (Fig. 12).
Nelle gamme di 1,8 e 18 MHz, la cascata funziona come amplificatore, nel resto come duplicatore. Quando si passa alla modalità di amplificazione, il collettore VT3 viene disattivato e il transistor VT4 viene commutato in modalità di amplificazione lineare (classe A) a causa della fornitura di ulteriore tensione di polarità positiva al circuito di base dovuta alla connessione del resistore R19 in parallelo con R18. Nella modalità di raddoppio della frequenza, il segnale dal trasformatore di ingresso T1 in antifase entra nelle basi di entrambi i transistor. Allo stesso tempo, i loro collettori sono collegati tra loro e caricati con l'avvolgimento di ingresso del trasformatore T2. Il segnale di uscita GPA viene prelevato da metà dell'avvolgimento secondario T2 e l'amplificatore di disaccoppiamento del cavo con una scala digitale sui transistor VT5 e VT6 è collegato all'intero avvolgimento. Il guadagno di questa cascata nella banda di frequenza di 100 kHz ... 50 MHz è di circa 10. È collegato alla scala digitale da un segmento del cavo coassiale RK-75. Il resistore R29 è installato nella scala digitale (sul connettore coassiale). L'uso di un tale amplificatore, insieme alle misure prese nella scala digitale ai fini della modernizzazione, ha permesso di spostare il limite superiore della misurazione della frequenza fino a 33 MHz inclusi, che si è reso necessario quando si opera nei 14 e 21 MHz bande con lo schema costruttivo del ricetrasmettitore prescelto. Tabella 1
Il sistema di detuning contiene un varicap VD1, resistori R7, R8 e condensatori C16, C18 e C19. Si accende con il pulsante SB1 (vedi Fig. 1) e la frequenza viene cambiata con un resistore variabile R203. Il grado di allungamento richiesto viene mantenuto automaticamente utilizzando il relè K5, controllato da un interruttore di portata nell'unità di commutazione (Fig. 12). Gli intervalli di frequenza delle oscillazioni generate dal GPA in diversi intervalli sono indicati in Tabella. 1. Mediante l'unità di commutazione (Fig. 12) si commutano le gamme nel GPA (relè K1-K4, K6, K8, K10), si commuta la bobina L1 per ottenere l'opportuno allungamento nelle varie gamme (K5), la modalità di funzionamento dell'amplificatore duplicatore viene modificato (K9) nel GPA, commutando i risonatori al quarzo per ottenere una banda laterale di lavoro nelle gamme di 14 e 21 MHz nell'oscillatore locale al quarzo di riferimento (vedi Fig. 7, K7), la formazione di uno 0 logico segnale di controllo utilizzato quando si commuta la bilancia digitale per scrivere vari numeri sui contatori. Un diagramma schematico dei sistemi di controllo vocale VOX e anti-VOX è mostrato in fig. 9. Il segnale di ingresso dal pin 79 dell'amplificatore del microfono attraverso il pin 58 e il resistore di sintonia R118 (regolano la sensibilità del sistema VOX) viene inviato all'ingresso dell'amplificatore AF, realizzato sul transistor VT23. Sui diodi VD36, VD37 è assemblato un raddrizzatore di segnale, sui transistor VT22, VT21 - una chiave elettronica. Il relè di comando K21 è compreso nel circuito del collettore VT15. Il segnale anti-VOX dall'uscita dell'amplificatore AF (pin 58) attraverso il condensatore C240 (vedi Fig. 1) viene inviato all'ingresso (pin 60) dell'amplificatore AF, realizzato sul transistor VT24. La tensione raddrizzata dai diodi VD38, VD39 attraverso il divisore R120R119 viene alimentata alla base del transistor VT22. Nella modalità di ricezione, l'uscita inferiore (secondo lo schema) del condensatore C177 è collegata dai contatti del relè K15.1 al filo comune del dispositivo. Quando il ricetrasmettitore viene commutato in modalità di trasmissione, questo condensatore viene disattivato, il che aiuta ad eliminare il rimbalzo dei contatti del relè K15 in presenza di segnali di controllo di grandezza ravvicinata agli ingressi di entrambi i sistemi (VOX e anti-VOX) . Sulla fig. 13 mostra diagrammi schematici del sistema AGC, S-meter e misuratore di potenza (PM).
Il segnale dall'uscita dell'amplificatore AF (pin 58) attraverso l'interruttore SA13 AGC (vedi Fig. 1) viene inviato all'ingresso (pin 68) del raddrizzatore AGC montato sui diodi VD41, VD42 secondo il circuito di raddoppio della tensione. Il tempo di ritardo dell'operazione AGC è determinato dalla capacità del condensatore C135 e dalla resistenza del resistore R134. La tensione rettificata attraverso il resistore R132 viene alimentata all'ingresso dell'amplificatore CC sul transistor VT26. Il suo circuito di emettitore comprende un microamperometro PA1, una resistenza di shunt R135, un condensatore di blocco C183 e un diodo VD40, che amplia i limiti di misura a causa della sezione non lineare risultante a fondo scala (questo è necessario per controllare alti livelli segnali). Il misuratore di potenza di uscita del ricetrasmettitore è montato sul transistor VT25. Un segnale prelevato dall'uscita di 44 metri SWR viene inviato alla sua base (vedi Fig. 2). Quando l'interruttore SA2 è impostato nella posizione superiore (secondo il diagramma), il dispositivo RA1 indica l'entità della tensione dell'onda inversa. I resistori R136-R138 sono utilizzati nel sistema di detuning. Il circuito dell'oscillatore locale al quarzo di riferimento è mostrato in fig. 7. È assemblato su un transistor VT30 secondo un circuito capacitivo a tre punti. Uno dei risonatori al quarzo ZQ7.1, ZQ10 è incluso nel suo circuito di base con i contatti del relè K11. Di conseguenza, nelle gamme di 14 e 21 MHz, il generatore genera oscillazioni sinusoidali con una frequenza di 10,703 e nel resto - 10,7 MHz. Il circuito L18C207 è incluso nel circuito del collettore del transistor. Il segnale di uscita dalla bobina di accoppiamento L19 attraverso il pin 88 viene inviato all'ingresso (pin 24) del mixer bilanciato VD26-VD30 (Fig. 5). Sulla fig. 14 mostra un diagramma schematico di un oscillatore locale al quarzo telegrafico assemblato su un transistor ad effetto di campo VT28. Il risonatore ZQ9 alla frequenza di 10,701 MHz è collegato tra il gate e il filo comune in serie con il condensatore di sintonia C196. Quest'ultimo è progettato per impostare la frequenza dell'oscillatore locale del telegrafo al centro della banda passante del filtro al quarzo di selezione principale. Il condensatore C201 seleziona la profondità di connessione del generatore con la successiva cascata, necessaria per ottenere la potenza del trasmettitore richiesta in modalità telegrafica.
Una chiave elettronica è realizzata sul transistor VT29. I condensatori C199 e C200 appianano i fronti e le cadute dei messaggi telegrafici. La base del transistor (pin 85) è collegata all'uscita (pin 74) della chiave elettronica (Fig. 15). Il pin 84 (Fig. 14) viene utilizzato per accendere il generatore nella modalità di impostazione, nonché per manipolare il generatore durante il funzionamento con la chiave manuale SA5 (vedere Fig. 1). La chiave telegrafica elettronica (Fig. 15) è realizzata secondo lo schema già classico sui microcircuiti CMOS DD1-DD3 e un transistor VT27. Sul chip DD1 è assemblato un generatore di impulsi controllato con una frequenza di ripetizione regolabile (R140 è un controller della velocità di trasmissione), sui trigger DD2.1 e DD2.2 - formatori di punto e trattino, rispettivamente, sull'elemento DD3.1 - un dispositivo aggiuntivo, su DD3.2-DD3.4 .7 - generatore di segnale AF, su VTXNUMX - follower di emettitore.
La chiave funziona come segue. Nella posizione neutra del manipolatore SA3, l'ingresso inferiore (secondo lo schema) dell'elemento DD1.2 (pin 6) e il DD1.3 superiore (pin 8) sono eccitati tramite il resistore R141 con un livello logico di 1 , quindi il generatore è inibito (all'ingresso C del trigger DD2.1 - livello logico 0). A causa della presenza all'ingresso R del trigger DD2.2 livello logico 1, la tensione alla sua uscita inversa (pin 12) ha lo stesso livello. Quando il manipolatore viene spostato a sinistra (secondo il diagramma) posizione ("Punti"), gli ingressi sopra degli elementi DD1.2, DD1.3 sono collegati a un filo comune (questo equivale all'applicazione di uno 0 logico) , il generatore viene eccitato e i suoi impulsi vengono inviati all'ingresso C del trigger DD2.1 .3.1. I "punti" formati da quest'ultimo attraverso l'elemento DD27 entrano nella base del transistor VT29, e dal suo emettitore - alla base del transistor chiave VT14 dell'oscillatore locale del telegrafo (Fig. 8). Allo stesso tempo, i "punti" vengono inviati all'ingresso (pin 3.3) dell'elemento DD2.2, consentendo così il funzionamento del generatore AF. Il trigger DD1 in questo momento è mantenuto nel suo stato originale dal livello logico 147 applicato al suo ingresso R attraverso il resistore R3.1. L'elemento DDXNUMX prevede la trasmissione di un "punto" di durata normale anche con un breve collegamento dei corrispondenti contatti del manipolatore. Quando il manipolatore viene spostato a destra (secondo lo schema) posizione ("Dash"), il generatore di impulsi e il trigger DD2.1 funzionano allo stesso modo della formazione di "punti". Tuttavia, all'ingresso R del trigger DD2.2 in questo caso, viene impostato il livello di 0 logico e cambia il suo stato sotto l'azione degli impulsi del trigger DD2.1. Gli impulsi dalle uscite di entrambi i flip-flop sono riassunti dall'elemento DD3.1, formando un "trattino". Come nel caso precedente, DD3.1 garantisce la trasmissione di uno trattino anche con una breve chiusura dei contatti del manipolatore. La chiave genera pacchetti di codice Morse standard a tutte le velocità di trasmissione. Il diagramma schematico della bilancia digitale elettronica è mostrato in fig. 16. In effetti, questa è una versione leggermente modificata del dispositivo descritto da V. Krinitsky in [1]. La modernizzazione ha interessato principalmente la parte di ingresso: sono stati modificati i valori di alcuni resistori, sono stati esclusi i diodi di protezione, il microcircuito K155LA3 è stato sostituito con K131LA3 (DD4). Queste misure hanno portato alla formazione di impulsi più "chiari" (meandro) all'ingresso del microcircuito DD5, a seguito dei quali il limite superiore della gamma di frequenze operative è salito a 33 MHz.
L'oscillatore a cristallo (DD6.3) utilizza un risonatore da 100 kHz, che non solo ha ridotto il numero di microcircuiti nel divisore, ma ha anche portato a una diminuzione delle emissioni spurie durante il funzionamento della bilancia digitale, e quindi a una diminuzione del livello di rumore complessivo del ricetrasmettitore. I contatori contengono i numeri 107000 se è presente un livello logico 101 sul pin 0 e 893000 quando viene modificato in un livello logico 1, necessario per la corretta lettura della frequenza a una IF di 10,7 MHz. Il convertitore di tensione (VT41, VT42) e lo stabilizzatore (VT40) utilizzano transistor più potenti KT630B e KT608A. Inoltre, nel primo di questi dispositivi è stata introdotta una sorgente di tensione a polarità negativa di -10 V, costituita dall'avvolgimento a V del trasformatore T8, dal ponte raddrizzatore VD64-VD67 e dal regolatore di tensione parametrico R194VD63. Questa tensione viene utilizzata per chiudere gli stadi non funzionanti del ricetrasmettitore (pin 105). L'alimentatore del ricetrasmettitore (Fig. 17) comprende un trasformatore T7, due raddrizzatori (VD47-VD50 e VD51-VD54) e due regolatori di tensione (DA1, VT31-VT33 e VT34, VT35). L'unità produce quattro tensioni: +40 e +20 V non stabilizzate per alimentare rispettivamente l'amplificatore di potenza del trasmettitore e gli avvolgimenti del relè, +9 V stabilizzate per alimentare la bilancia digitale e il tasto telegrafico e +12 V stabilizzate per alimentare tutti gli altri stadi. Una tensione di 55 ... 96 V viene fornita attraverso il diodo VD20 (pin 30) da una sorgente CC esterna.
Il ricetrasmettitore utilizza parti ampiamente utilizzate: resistori fissi MLT, variabili SP3-9a e SPO-0,5, condensatori KT, KM, K50-6. Il doppio blocco KPE S158S159 - dalla radio a transistor "Alpinist", il condensatore C63 - KPV-125 o KPV-140. Interruttori SA1 - biscotto 11P7N-PM, SA2 - microinterruttore MP9 (MP10, MP11), SA4 - microinterruttore a levetta MT1, SB1-SB9 - P2K. Relè K1-K4, K6, K8, K10 - RES60 (passaporto RS4,569.436 o RS4.569.435-00), K5, K13, K14 - RES49 (RS4.569.423 o RS5.569.421-00), K7, K9, K11, K12, K16 - RES15 (RS4.591.001 o RS4.591.007), K15 - RES22 (RF4.500.131, RF4.521.225, RF4.523.023-00, RF4.523.023-07, RF4.523.023-09), K17 - interruttore reed RES54 A (HP4.500.011-01). Invece di KP350B, puoi utilizzare transistor della serie KP306, invece di KT316B - KT339A o simili con una capacità di throughput minima. I transistor KT660B sono intercambiabili con KT603B, KT608B. Nell'amplificatore di potenza, invece di KT603B, è possibile utilizzare KT608B, KT660B. I transistor KT201A sono intercambiabili con i dispositivi delle serie KT208, KT306A, KT306B - con KT342 (con qualsiasi indice di lettere), KT312B - con transistor delle serie KT306, KT342 e P216 - con P217. Invece di D223, puoi usare diodi della serie KD503, KD522. I chip della serie K176 sono intercambiabili con analoghi della serie K561, invece di K131LA3 nella bilancia digitale, è possibile utilizzare il chip K155LA3, ma dovrà essere selezionato in base alla massima frequenza operativa (la bilancia dovrebbe funzionare in modo affidabile nella gamma 21 MHz). Il ricetrasmettitore utilizza lampade a incandescenza miniaturizzate con una tensione nominale di 10 V. La testa dell'altoparlante VA1 è 2GD-36 (8 Ohm). I dati di avvolgimento delle bobine e dei trasformatori del ricetrasmettitore sono riportati in tabella. 2.
I disegni che spiegano il design delle bobine L8, L16 (sono avvolti su telai in ceramica) e il trasformatore RF T6 sono mostrati in fig. 18, 19 e 20. Trimmer per bobine L2-L7, L11-L14, L18, L19 - filettatura in ferrite GOST 19725-74. Il circuito magnetico del trasformatore RF T6 è costituito da due parti identiche 2 (Fig. 20), ciascuna delle quali è formata da dieci anelli di ferrite di dimensioni K10x6x5, fissati con una striscia di carta per cavi lubrificata con colla Mars. Dall'alto (secondo la Fig. 20), una clip 1 viene posizionata sui tubi di carta risultanti con la stessa colla, la clip 3 viene posizionata sul fondo, dopodiché gli avvolgimenti vengono avvolti con filo MGTF 0,35 mm 2. Quindi il blocco 4 viene incollato alla clip inferiore, avendo precedentemente fatto passare i cavi di avvolgimento attraverso i fori praticati in essa, e la piastra 5 ad essa (differisce dalla clip 3 in assenza di fori con un diametro di 10,5 mm e uno spessore inferiore - 1,5mm). I dettagli 1, 3-5 sono realizzati in fibra di vetro. Induttori L9, L10 (induttanza - 30 μH + 5%), L15 e L20-L22 (160 μH + 5%) - unificato DM-0,2. Trasformatore di rete T7 - TS-40-2 (af0.470.025TU) con un avvolgimento primario di 220 V e due avvolgimenti secondari di 18 V.
Iniziando a stabilire il ricetrasmettitore, controllare attentamente tutti i nodi e le connessioni tra loro per l'assenza di cortocircuiti. L'installazione inizia in modalità di ricezione controllando l'operatività dell'alimentatore e impostando le tensioni di uscita richieste al minimo (tutti i nodi sono disabilitati). Successivamente, tutte le connessioni vengono ripristinate e si procede alla messa a punto degli oscillatori locali. La messa a punto dell'oscillatore locale al quarzo di riferimento (vedi Fig. 7) si riduce alla selezione dell'induttanza della bobina L18 fino a quando la generazione stabile e l'ampiezza di oscillazione massima all'uscita sono ottenute a turno con entrambi i risonatori ZQ10 e ZQ11. Per il controllo viene utilizzato un voltmetro ad alta frequenza ad alta resistenza o, meglio, un oscilloscopio a banda larga, oltre che un frequenzimetro. Le prestazioni dell'oscillatore locale del telegrafo al quarzo vengono verificate in modalità CW (in questo caso, la tensione di alimentazione viene applicata al pin 82 (vedi Fig. 14). Quando il terminale 84 è collegato al comune, il generatore dovrebbe eccitarsi. Controllando la tensione di uscita con gli stessi strumenti del caso precedente, sintonizzare il generatore con condensatore C196 sulla frequenza centrale della banda passante del filtro al quarzo di selezione principale (vedi Fig. 6). Il condensatore trimmer C201 regola la potenza di uscita in modalità CW dopo che è stata completata la sintonizzazione completa del ricetrasmettitore. La messa a punto del generatore di gamma regolare (vedi Fig. 11) inizia con la posa della gamma di 21 MHz (Tabella 1) modificando la capacità del condensatore di sintonia C12 e, se necessario, selezionando il condensatore C5. Allo stesso modo, ma selezionando la capacità dei condensatori C1 e C8, C2 e C9, ecc., si adattano ai limiti richiesti e ad altri intervalli. Per aumentare la stabilità termica della frequenza, si raccomanda che ciascuno dei condensatori C1-C7, nonché C5, C15, C17, C20, C21, C23 sia costituito da due condensatori di circa la stessa capacità, ma con differenti (negativo e positivo) TKE. Successivamente, stabilisci una cascata sul transistor VT2. Sostituendo temporaneamente il resistore R11 con un valore variabile di 1 kOhm (i fili di collegamento dovrebbero essere il più corti possibile), selezionare la sua resistenza fino a ottenere la massima tensione di segnale al drain del transistor. Successivamente, la resistenza della parte introdotta del resistore variabile viene misurata e sostituita con una costante con un valore vicino. L'impostazione dei filtri passa-basso (LPF) L2-L4C30-C36 e L5-L7C37-C43 si riduce alla selezione (rotazione dei trimmer) dell'induttanza delle bobine in essi incluse fino ad ottenere una risposta in frequenza uniforme nel primo caso nella banda di frequenza 7 ... 10,5 e nella seconda - 11,3 ... 18,8 MHz. La frequenza di taglio del primo LPF dovrebbe essere uguale a 11, il secondo - 19,3 MHz. Per il controllo viene utilizzato un misuratore di risposta in frequenza o un oscilloscopio con una durata di scansione calibrata. La creazione di un amplificatore duplicatore sui transistor VT3, VT4 inizia in modalità di raddoppio nell'intervallo di 21 MHz. Scegliendo il resistore R18, ottengono la massima ampiezza del segnale sul condensatore C48 (pin 6) con una distorsione minima della sua forma (dovrebbe essere vicina alla sinusoidale). Quindi il generatore viene commutato sulla gamma 1,8 MHz (o 18 MHz), in cui la cascata funziona in modalità di amplificazione, e lo stesso risultato si ottiene selezionando il resistore R19. L'instaurazione di una cascata sul transistor VT5 si riduce alla selezione del resistore R26 fino ad ottenere la massima ampiezza di oscillazione sul condensatore C54 (pin 4). Con una grande ampiezza irregolare del segnale di uscita da un intervallo all'altro, è necessario sostituire R14-R17 con resistori da 1 kΩ e, se l'ampiezza è insufficiente, escluderli del tutto. Di conseguenza, nella risposta in frequenza del generatore appariranno irregolarità sotto forma di gobbe e avvallamenti. Ruotando i trimmer delle bobine di entrambi gli LPF, è necessario ottenere uno spostamento delle gobbe verso quelle parti degli intervalli in cui erano stati precedentemente osservati segnali con una piccola ampiezza e cali - verso le aree in cui prima c'erano segnali con un ampiezza massima. L'altezza delle gobbe e la profondità degli avvallamenti vengono regolate selezionando i resistori specificati. Se la forma d'onda di uscita è fortemente distorta (ricorda un'onda quadra) o la sua tensione supera i 4 V (valore effettivo), è necessario aumentare la resistenza del resistore R4. Quando si imposta il sistema di scordatura, il dispositivo di scorrimento del resistore variabile R203 (vedi Fig. 1) è impostato sulla posizione centrale e il resistore di sintonia R137 (vedi Fig. 13) viene utilizzato per ottenere la stessa frequenza quando si ruota la scordatura acceso e spento. Il controllo delle prestazioni dell'amplificatore AF (vedi Fig. 8) si riduce alla misurazione nella modalità di ricezione della tensione sul pin 12 del chip DA1. Dovrebbe essere circa la metà della tensione di alimentazione. Dopo essersi accertati di ciò, un oscilloscopio è collegato all'uscita (pin 38) e una tensione sinusoidale di 32 mV con una frequenza di 20 kHz viene fornita all'ingresso (pin 1) dal generatore di segnali di frequenza audio. Impostando il cursore del resistore variabile R74 nella posizione superiore (secondo lo schema), selezionando il resistore R68, si ottiene la massima ampiezza del segnale di uscita in assenza di distorsione visivamente evidente. Modificando la frequenza del generatore, assicurarsi che non vi siano distorsioni evidenti del segnale di uscita nell'intera gamma audio. Il guadagno dell'amplificatore AF nella modalità di ricezione è regolato dalla selezione del resistore R78, nella modalità di trasmissione - il resistore R77. Se necessario, la risposta in frequenza dell'amplificatore nelle frequenze più alte può essere regolata selezionando i condensatori C138, C140. L'amplificatore IF reversibile (bidirezionale) (vedi Fig. 5) è sintonizzato in modalità di ricezione. Accendendo il filtro al quarzo in modalità "UP" (banda stretta) e impostando lo slider del resistore variabile R131 "UHF" (vedi Fig. 13) nella posizione corrispondente al guadagno massimo all'ingresso dell'amplificatore IF (sinistra - secondo allo schema - uscita del condensatore C 101) dal generatore di segnale standard (GSS) attraverso un condensatore con una capacità di 5 ... 10 pF, viene fornita una tensione RF non modulata di 10 mV con una frequenza di 10,7 MHz. Modificando la capacità del condensatore trimmer C102 e ruotando alternativamente i trimmer delle bobine L11 e L13, si ottiene la massima ampiezza del segnale all'uscita dell'amplificatore AF (all'avvicinarsi delle letture massime, la tensione di ingresso dovrebbe essere gradualmente ridotto). Successivamente, il condensatore di sintonia C205 (C202) nell'oscillatore locale al quarzo di riferimento (vedi Fig. 17) imposta la frequenza del tono del segnale AF a circa 1 kHz. La frequenza di questo oscillatore locale viene infine impostata e il filtro a cristallo viene regolato dopo che il ricetrasmettitore è completamente sintonizzato. Successivamente, il GSS è collegato al contatto mobile della sezione SA1.3 dell'interruttore di portata (vedi Fig. 4). La frequenza del segnale viene impostata in base alla gamma di frequenza inclusa del ricetrasmettitore. Modificando la capacità del condensatore C63, si ottiene il segnale massimo in uscita. Nella gamma di 1,9 MHz, potrebbe essere richiesta la selezione del condensatore C61. Quindi, i segnali delle stesse frequenze vengono inviati alla presa dell'antenna XW1 e, con l'aiuto dei condensatori C158C159 del P-loop, si ottiene anche il segnale massimo in uscita. Successivamente, procedere alla configurazione del filtro al quarzo. Applicando un segnale GSS con una tensione di 1 mV e una frequenza corrispondente alla gamma selezionata alla presa XW0,5, il ricetrasmettitore viene sintonizzato in modo uniforme, prendendo le letture dell'S-meter e le letture corrispondenti della scala digitale e scrivendole giù in un tavolo. Quindi viene costruita la risposta in frequenza del filtro: i valori di frequenza vengono tracciati lungo l'asse orizzontale con incrementi di 200 Hz e le letture del misuratore S in unità relative vengono tracciate lungo l'asse verticale. Se ci sono cali e gobbe nella risposta in frequenza, così come con una larghezza di banda piccola (meno di 2 kHz) o un fattore di ortogonalità insoddisfacente (peggiore di 1,4 a livelli di -80 / -3 dB), il filtro deve essere regolato di selezionando successivamente i condensatori in esso inclusi (Fig. 6, a), rilevando di volta in volta la risposta in frequenza nel modo descritto. Se non è possibile ottenere una risposta in frequenza accettabile, i risonatori al quarzo dovrebbero essere sostituiti. Nella modalità a banda stretta, il filtro viene sintonizzato selezionando i condensatori C88 e C91, ottenendo un restringimento della larghezza di banda. La larghezza di banda di 0,8 kHz per questo filtro (vedi Fig. 6a) può essere considerata ottimale. L'impostazione di un filtro a cristalli è semplificata quando si utilizza un misuratore di risposta in frequenza. Dopo aver accordato il filtro al quarzo, la frequenza dell'oscillatore locale al quarzo di riferimento viene infine corretta con un condensatore di sintonia C202 nelle gamme di 14 e 21 MHz e un condensatore C205 in tutto il resto. Nel primo caso, la frequenza di generazione è impostata al di fuori della banda di trasparenza del filtro dietro la pendenza della risposta in frequenza superiore, nel secondo prima di quella inferiore. L'istituzione del sistema AGC (vedi Fig. 13) consiste nella selezione del condensatore C 184, la cui capacità determina il tempo del suo funzionamento. Questo viene fatto nella modalità di ricezione SSB secondo la migliore corrispondenza tra le fluttuazioni della freccia del dispositivo PA1 e le variazioni del segnale e tempo sufficiente per mantenerlo alle letture massime. In questo caso, si ottiene la necessaria uniformità della variazione del guadagno dell'amplificatore IF. Quando la freccia "va fuori scala" ai picchi del segnale, è necessario ridurre la resistenza del resistore R135. La bilancia digitale (vedi Fig. 16), di regola, non richiede regolazioni e inizia a funzionare immediatamente dopo l'applicazione dell'alimentazione. La registrazione dei numeri richiesti nei contatori viene verificata visivamente dagli indicatori HG1-HG6 scollegando il cavo coassiale dall'ingresso del dispositivo e commutando le gamme con l'interruttore SA1. Nelle gamme 1,8; 3,5; 7, 10, 1 4 e 21 MHz, sul display dovrebbe essere visualizzato il numero 893, nel resto - 000 Se la scala è diversa, verificare la funzionalità dei diodi dell'unità di commutazione (vedere Fig. 107). Dopo aver collegato il cavo coassiale, la scala digitale dovrebbe mostrare il valore effettivo della frequenza di ricezione nell'intervallo di frequenza selezionato. Se, quando si passa il ricetrasmettitore alla modalità di trasmissione nella gamma 21 MHz, c'è una discrepanza tra la frequenza visualizzata e il suo valore effettivo (di norma, il valore visualizzato è inferiore), è necessario prima selezionare i resistori R179, R181, sostituendoli temporaneamente con variabili, quindi (se la selezione dei resistori non aiuta) aumenta la capacità del condensatore C49 (vedi Fig. 11) fino a ottenere una lettura stabile della scala. Infine, è necessario verificare la tensione di -10 V al pin 105. Il passo successivo è impostare il ricetrasmettitore in modalità di trasmissione (per l'autore, ha iniziato a lavorare sulla trasmissione subito dopo la configurazione descritta in modalità di ricezione). Un'antenna equivalente collegata tra il jack XW1 e il filo comune del ricetrasmettitore può essere un resistore non induttivo con una resistenza di 75 ohm (se verrà utilizzato un alimentatore con la stessa impedenza) o 50 ohm (con un alimentatore da 50 ohm ) con una potenza di dissipazione di almeno 10 watt. È inoltre possibile utilizzare una lampada a incandescenza da 28 V 10 W. La regolazione viene eseguita nella modalità "Impostazione". Premendo il pulsante SB7, la presenza del segnale RF è controllata da un voltmetro RF, oscilloscopio o dal bagliore di una lampada ad incandescenza in tutte le posizioni dell'interruttore di gamma SA1. Stabilire un amplificatore di potenza (vedi Fig. 3) si riduce alla selezione del resistore R100 e alla posizione del resistore trimmer R96 fino a ottenere il massimo segnale sinusoidale sull'antenna equivalente. Quindi, premendo il pulsante SB4 (vedi Fig. 1), il ricetrasmettitore viene commutato in modalità telegrafica e viene verificato il funzionamento del tasto telegrafico (vedi Fig. 15) e dell'oscillatore locale del telegrafo (vedi Fig. 14). Con il pulsante SA6 premuto (vedi Fig. 1), il manipolatore SA3 (vedi Fig. 15) viene spostato nella posizione di estrema sinistra (secondo lo schema). La chiave dovrebbe emettere "punti" a una velocità che dipende dalla posizione del motore a resistenza variabile R140. Quando si sposta il manipolatore a destra, dovrebbe formare un "trattino". Modificando la resistenza del resistore di sintonizzazione R144, si ottiene il miglior tono di autoascolto e, mediante il resistore variabile R204 (vedi Fig. 1), si ottiene un livello sonoro accettabile del segnale telegrafico dalla testa dell'altoparlante BA1. La pendenza dei decadimenti dei pacchi telegrafici è regolata dalla selezione del condensatore C199, controllando il segnale con un oscilloscopio sull'equivalente dell'antenna. Successivamente, verificare il funzionamento del ricetrasmettitore nella modalità di trasmissione SSB (pulsanti SB4-SB8 nella posizione indicata nel diagramma). Il mixer VD26-VD30 (vedi fig. 5) viene bilanciato dai trimmer R63 e C121 con la tangente SA6 premuta (vedi fig. 1) e il microfono è spento. Poi, dopo aver collegato un microfono, dicono un lungo "a...a...a" e, monitorando il segnale sull'antenna equivalente, si assicurano che abbia un segnale a singola banda laterale (SSB). La sua ampiezza è regolata da un resistore di sintonia R148 (vedi Fig. 10). Successivamente, viene verificato il funzionamento del ricetrasmettitore in modalità di controllo vocale (VOX). Premendo il pulsante SB5 con il PTT rilasciato, pronunciano davanti al microfono un lungo "a...a...a" e, spostando la resistenza trimmer R 118 (vedi Fig. 9), ottengono una transizione stabile di il ricetrasmettitore alla modalità di trasmissione SSB. Il tempo di mantenimento richiesto in modalità TX (circa 0,2 s) viene impostato selezionando il resistore R 112 e il condensatore C170. Quindi il ricetrasmettitore viene sintonizzato su una stazione ad alto volume (con la testina BA1 collegata) e viene utilizzato il resistore di sintonizzazione R126 per garantire che il sistema VOX non funzioni da questo segnale. Il misuratore SWR viene regolato nella modalità di configurazione (viene premuto il pulsante "Setup" dell'SB7) con l'antenna fittizia collegata. Portando il ricetrasmettitore nella gamma 14 MHz, regolare i condensatori C63 (vedi Fig. 4) e C158, C159 (vedi Fig. 3) fino ad ottenere il massimo segnale in uscita, quindi utilizzare la resistenza di sintonia R86 (vedi Fig. 2 ) per portare la freccia del dispositivo RA1 (vedi fig. 1) sull'ultima tacca della scala. Se ciò non può essere ottenuto, viene selezionato il resistore R127 (vedere Fig. 13). Successivamente, il misuratore SWR passa alla modalità di misurazione dell'onda riflessa (il microinterruttore SA2 viene premuto) e con l'aiuto del condensatore C145 (vedi Fig. 2) si ottengono letture zero del dispositivo. È possibile che per ottenere i risultati indicati sia necessario scambiare i conduttori dell'avvolgimento del trasformatore RF T5. Successivamente, le conclusioni 40 e 41 vengono scambiate e allo stesso modo ottengono letture zero del dispositivo RA1 utilizzando il condensatore trimmer C142, dopodiché le conclusioni vengono riportate nella loro posizione originale. L'SWR dell'alimentatore di un'antenna reale viene misurato come segue. Posizionando l'interruttore SA2 nella posizione corrispondente alla misura dell'onda diretta, accendere il ricetrasmettitore in modalità setup (premere il tasto SB7) e utilizzare la resistenza variabile R201 "DSB" (vedi Fig. 1) impostare la freccia PA1 fino all'ultimo segno della scala (questa lettura è presa come 100 %). Quindi, SA2 viene spostato nella posizione di misurazione dell'onda riflessa e vengono prese le letture dello strumento A (anche in unità relative). SWR è determinato dalla formula SWR \u100d (100 + A) / (2 - A). Maggiori dettagli sulla creazione di un tale misuratore SWR possono essere trovati in [XNUMX]. Quando si stabilisce un'unità di protezione dell'amplificatore di potenza, la resistenza dell'antenna equivalente viene modificata in modo che l'SWR diventi uguale a 3. Il resistore di regolazione R86 (vedi Fig. 2) viene utilizzato per chiudere l'amplificatore. Se ciò non è possibile, vengono selezionati i resistori R88, R90 e un diodo Zener VD33 (Fig. 3) con una tensione di stabilizzazione diversa. L'operatività dell'unità di protezione viene verificata spegnendo brevemente l'antenna mentre il ricetrasmettitore sta trasmettendo: l'amplificatore di potenza deve essere chiuso. Per lavorare in onda, il ricetrasmettitore descritto può essere configurato in qualsiasi modalità (RX o TX). Se in modalità di ricezione è sintonizzato sulla lettura massima dell'S-meter per una stazione radio funzionante, non è necessario configurarlo in modalità di configurazione del trasmettitore (con il pulsante SB7 premuto). Al contrario, se la macchina è configurata in questa modalità, allora è anche configurata per ricevere. Letteratura
Autore: V.Rubtsov (UN7BV), Astana, Kazakistan
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