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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Ricetrasmettitore DM-2002. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radiocomunicazioni civili "Non ci sono "piccole cose" in un buon progetto, e anche l'alimentazione richiede la stessa attenzione del percorso principale", afferma Cyrus Pinelis (YL2PU), l'autore di questo ricetrasmettitore. Molti hanno familiarità con i suoi precedenti progetti di ricetrasmettitori a onde corte, il "Largo-91" e il "D-94". Nel suo nuovo sviluppo, l'autore è riuscito a raggiungere le caratteristiche del percorso ricevente paragonabili, e per certi versi superiori alle caratteristiche dei migliori ricevitori professionali. L'esperienza ha dimostrato che è possibile realizzare un buon ricetrasmettitore a casa. I molti anni di lavoro dell'autore aiuteranno un radioamatore di media abilità a costruire un buon percorso di ricezione radio. Prima di iniziare a ripetere questo ricetrasmettitore, rispolvera ancora una volta alcune delle premesse teoriche [1-3] che hanno costituito la base per costruire il suo percorso di ricezione. L'attenzione dell'autore si è concentrata sull'ottenimento di elevate caratteristiche dinamiche del ricevitore, come le principali, dato l'attuale carico di lavoro dei radioamatori (purtroppo non solo stazioni amatoriali) e l'alta densità di stazioni in alcune città. La versione proposta del ricetrasmettitore è stata sviluppata dall'autore sulla base delle raccomandazioni per la costruzione di un percorso di ricezione di alta qualità esposte in [1, 2], vale a dire: a) costruire un percorso con una sola conversione di frequenza; b) prima del primo filtro della selezione principale, deve essere fornito il guadagno minimo necessario mantenendo la linearità su tutto il range del segnale; c) nessun conguaglio ed elementi non lineari prima del primo FOS; d) solo mixer passivi bilanciati di alto livello; e) il livello di rumore del proprio oscillatore locale deve essere inferiore di almeno 3 dB rispetto alla traccia di rumore del percorso ricevente; f) utilizzare filtri di alta qualità per la selezione principale, e in banda di ingresso del ricevitore, anch'essi di alta qualità, filtri con rapporto di frequenza inferiore a 1:2; g) per garantire elevati parametri in termini di dinamica, garantire la stessa elevata selettività (>140 dB nel canale adiacente), soggetta al minimo rumore di fase e selezione sequenziale. Durante il test e la misurazione dei parametri principali del ricetrasmettitore, che sono stati eseguiti da Peter Brecht (DL40BY) e Uwe Loebel (DL1DSL) nel laboratorio di Stabo Elektronik GmbH & KoG a Hildesheim (Germania), sono state formulate raccomandazioni sull'uso di un mixer di altissimo livello e sulle caratteristiche della sua installazione, che ha permesso di aumentare i parametri di blocco. Il ricetrasmettitore "DM-2002" consente di lavorare per telefono (SSB) e telegrafo (CW) su una qualsiasi delle nove bande KB amatoriali. Principali dati tecnici:
Una piccola digressione teorica... Secondo [3], la gamma dinamica del singolo segnale (DB0) caratterizza al meglio il funzionamento del ricevitore in condizioni reali, in quanto consente di stimare il livello massimo di interferenza che degrada la ricezione, e mostra la stabilità del ricevitore ai fenomeni di "blocco" (blocking) e cross-modulation.DB1 è limitato dal basso dal rumore minimo del ricevitore: Prf = (-174) + Frx + (101g Bp), dove Frx - rumore proprio del ricevitore <10 dB; Вp è la larghezza di banda del filtro della selezione principale del ricevitore in Hz; e dall'alto - i limiti della parte lineare delle caratteristiche delle sue cascate IP3, ovvero il punto in cui il segnale all'uscita del ricevitore inizia a diminuire (di 3 dB) quando il segnale di interferenza raggiunge il suo livello massimo. Per maggiore chiarezza, osserviamo la Fig. 1 tratto da [2].
L'intervallo che separa il punto IP3 dal rumore di fondo Prf del ricevitore dovrebbe essere il più ampio possibile, poiché definisce due parametri: l'intervallo dinamico di blocco DB e l'intervallo dinamico di intermodulazione DB3. DB1 è l'intervallo di linearità della risposta dinamica del ricevitore; DB3 - gamma di elaborazione "senza intermodulazione" di un segnale bitonale simmetrico. Il limite inferiore di entrambi gli intervalli dinamici è Prf. La gamma dinamica IM è più importante perché è determinata dal livello di potenza Ps3 dell'inevitabile rumore IM di 3° ordine del ricevitore, che è lo stesso di Prf. Con Ps3 = Prf, il livello di interferenza (rumore e intermodulazione) aumenta di 3 dB, con conseguente deterioramento della sensibilità di soglia del ricevitore di questi XNUMX dB. Spiegazioni per la fig. uno:
Il ricetrasmettitore è realizzato secondo il circuito supereterodina con una conversione di frequenza. Il suo schema a blocchi è mostrato in fig. 2. Il dispositivo è costituito da quattordici unità funzionali strutturalmente complete A1 -A14.
Durante la ricezione, il segnale dall'antenna attraverso uno dei filtri passa-basso situati nel nodo A1 e un attenuatore a due sezioni situato nel nodo A2 entra nel nodo A3. Nel nodo A3 sono presenti filtri passa-banda, comuni, come un filtro passa-basso, sia per la ricezione che per la trasmissione. Successivamente, il segnale entra nel nodo A4-1, dove si trovano il primo mixer del ricetrasmettitore, due stadi pre-IF, il primo filtro di selezione principale, nonché gli stadi buffer dell'IF, l'oscillatore locale e il percorso di trasmissione. Il primo mixer del ricetrasmettitore è reversibile, comune per i percorsi di ricezione e trasmissione. A scelta dell'operatore, può operare in una delle due modalità: passiva o attiva, con un guadagno fino a +4 dB. Una tensione di oscillatore locale sinusoidale (VFO) viene applicata al mixer attraverso un amplificatore a banda larga. Perché non girovagare? Sì, un meandro ideale con fronti inferiori a 4 non sarebbe male se... Ecco l'ostacolo! Ottenere fronti di 4 o meno con un duty cycle di uno è un grosso problema tecnico e qualsiasi mini-induttanza o mini-reattività crea problemi di front creep (questa è installazione e molto altro...). Inoltre, non dimenticare la perdita di armoniche da questi fronti "ripidi". Anche se non ci sono perdite dirette, questo porterà senza dubbio il suo contributo al rumore del tratto. Certo, in condizioni industriali tutto questo può essere risolto, ma non a casa, in ginocchio ... ciao! Particolare attenzione nel percorso di ricezione del ricetrasmettitore è data alla distribuzione ottimale del livello del segnale sulle cascate e all'ottenimento dei valori massimi del rapporto segnale/rumore. Due cascate di amplificatori preliminari, di fronte al primo FOS, compensano l'attenuazione totale in LPF, DFT e mixer. Il ricetrasmettitore utilizza uno schema di selezione del segnale IF sequenziale. Un forte argomento a favore di tale decisione è la raccomandazione data in [3]: "In un ricevitore adeguatamente progettato, l'attenuazione del FOS al di fuori della banda passante dovrebbe essere uguale al valore di un ricevitore DD a segnale singolo. Aumentare uno di questi valori senza aumentare l'altro è praticamente inutile. ... Inoltre, il guadagno totale dell'IF deve essere inferiore all'attenuazione del FOS al di fuori della banda passante, altrimenti i segnali forti fuori banda verranno amplificati insieme a quelli utili deboli e interferiranno con la ricezione". In altre parole, per ottenere un livello di blocco del segnale (gamma dinamica del singolo segnale) di 130...140 dB, il FOS deve fornire anche un'attenuazione oltre la banda passante di 130...140 dB (almeno sui canali ±5...10 kHz dal segnale). Di conseguenza, maggiore è la cifra di blocco, maggiori saranno i punteggi DB3. Come puoi vedere, non è realistico risolvere questo problema con un filtro. La via d'uscita è la seguente: fai in modo che l'IF non guadagni più di 50 ... 60 dB, e all'uscita del percorso, come elemento di comunicazione tra l'IF e il rivelatore, metti un secondo filtro, e non una "pulizia" media, ma a tutti gli effetti, simile al primo FOS. È del tutto naturale che le caratteristiche dei filtri siano identiche. Secondo calcoli approssimativi, con l'attenuazione del filtro fuori banda, ad esempio 80 dB, e guadagno IF = 50 dB, rimangono solo 30 dB dalla selezione del primo filtro, che è chiaramente piccolo per il percorso. Ma quando attiviamo un altro filtro simile, otteniamo 30 + 80 = 110 dB. Nel ricetrasmettitore con filtri realizzati dall'autore, la selettività nel canale adiacente (con una scordatura di ±5 kHz dalla banda) era di 150 dB. Questa pratica di costruzione del percorso IF è utilizzata dall'autore già nel terzo sviluppo. Quindi, dopo il primo FOS e il successivo amplificatore a banda larga, che compensa le perdite nel filtro, il segnale ricevuto entra nel nodo A4-2. Il nodo A4-2 contiene l'IF principale, il secondo FOS per SSB e CW, il rivelatore e l'ULF preliminare. Il segnale del generatore di frequenza di riferimento viene inviato al rivelatore dal nodo A6-2. Successivamente, il segnale ricevuto entra nel nodo A5, dove viene amplificato ed elaborato a bassa frequenza. Il nodo A5 contiene un filtro passa-basso passivo con una larghezza di banda di circa 3 kHz e un filtro attivo con una larghezza di banda di 240 Hz per aumentare la selezione in modalità CW. Qui si trovano anche l'ULF finale e l'amplificatore AGC, che controlla solo l'IF principale. Non ci sono aggiustamenti nelle fasi preliminari dell'IF, in quanto contraddicono le leggi della costruzione di un percorso lineare. In modalità di trasmissione, il segnale dal microfono viene inviato al nodo A6-1. Include un amplificatore per microfono e un processore "Speech" con due EMF. Inoltre, il segnale entra nel nodo A6-2, dove si trovano i generatori di riferimento delle bande superiore e inferiore, il modellatore e l'amplificatore regolabile del segnale DSB, nonché il modellatore del segnale CW. Dall'uscita del nodo A6-2, il segnale DSB o CW generato entra nel nodo A4-2. Qui il segnale passa attraverso uno dei filtri - a banda larga, con la selezione del segnale SSB, o CW a banda stretta. Quindi il segnale entra nel nodo del mixer A4-1, dove viene trasferito a una delle frequenze operative del ricetrasmettitore. Dopo aver attraversato il DFT, nodo A3, il segnale viene amplificato dall'amplificatore di potenza del ricetrasmettitore situato nel nodo A2. Inoltre, attraverso il filtro passa-basso del nodo A1, il segnale entra nell'antenna. La commutazione degli elementi di commutazione degli intervalli nei nodi A1, A3 e nei blocchi oscillatori locali è controllata dal nodo A9. Il nodo A7 contiene VOX, anti-VOX e tasti che formano i segnali di controllo per le modalità di ricezione (RX) e trasmissione (TX) del ricetrasmettitore. Un moderno ricetrasmettitore di alta qualità include, come oscillatore locale, un sintetizzatore di frequenza. Al momento, per un ricevitore con un'ampia gamma dinamica e un'elevata sensibilità, è estremamente difficile costruire a casa un sintetizzatore con un basso rumore di fase. È il rumore di fase che influisce sulla selettività nel canale adiacente e per il nostro ricetrasmettitore questa cifra dovrebbe essere a un livello > -140 dB / Hz, il che non è del tutto realistico. In alternativa, l'uso di eterodine LC convenzionali in combinazione con un sistema di mantenimento della stabilità di frequenza (FLL + DPKD), che facilita la ripetizione a casa. I parametri dichiarati del ricevitore del ricetrasmettitore sono stati ottenuti utilizzando oscillatori locali LC convenzionali, in quanto aventi un rumore di fase minimo. Dopo di loro, sono stati utilizzati filtri a bassa frequenza almeno del 5 ° ordine. Ci sono due di questi oscillatori locali nel ricetrasmettitore, i nodi A12 e A13. L'utilizzo di un sistema di controllo proporzionale della frequenza di uno degli oscillatori locali, il nodo A10, ha permesso di ottenere una stabilità migliore di 10 Hz/h. Nel nodo A8 è presente un divisore di frequenza dell'oscillatore locale A12 e comune per entrambi i generatori LPF. Nodo A11 - bilancia digitale. Il ricetrasmettitore è alimentato dal nodo A14. Le parti digitale e analogica del ricetrasmettitore sono alimentate da sorgenti e regolatori separati. Inoltre, sulle schede del ricetrasmettitore vengono utilizzati stabilizzatori locali a bassa potenza. Tutti i nodi ricetrasmettitori saranno descritti più dettagliatamente nelle sezioni pertinenti. Nodo A1. Filtri passa basso Il circuito (Fig. 3) è costituito da cinque LPF del 5° ordine. Per le gamme di 7.. .28 MHz, vengono utilizzati filtri passa-basso ellittici, poiché hanno una maggiore pendenza delle pendenze.
Nodo A2. Amplificatore di potenza del trasmettitore. Amplificatore di potenza del ricetrasmettitore a banda larga (Fig. 4) - a due stadi. All'ingresso dell'amplificatore è incluso un attenuatore R2-R4 con attenuazione di -3 dB. La modalità operativa del transistor VT2 è impostata dal resistore trimmer R12.
Per impedire l'autoeccitazione del transistor VT2, viene inserito un anello di ferrite sulla sua uscita di drain. I relè K1 e il cortocircuito collegano l'ingresso e l'uscita dell'amplificatore al percorso del segnale nella modalità di trasmissione. I relè K4 e K5 includono collegamenti attenuatori -10 dB (R19-R21) e -20 dB (R22-R24) nel circuito del segnale in modalità di ricezione. Gli attenuatori sono separati dal PA da un setto schermante. Elementi R17, VD3, R18, C16, C17 - circuiti per indicare la potenza di uscita del ricetrasmettitore. L'autore ha testato l'amplificatore con due transistor KP907A collegati in parallelo, nonché con due KP901A. In entrambi i casi la potenza di uscita è stata di circa 40 W, con una corrente dello stadio di uscita di circa 1 A. L'utilizzo del KP901A non è auspicabile, in quanto non consente di ottenere una risposta in frequenza uniforme dell'amplificatore. Il blocco della risposta in frequenza sopra i 15 MHz non elimina nemmeno la selezione dei transistor e degli elementi di correzione nel primo stadio. Tre amplificatori realizzati in fila su KP907A hanno mostrato una buona ripetibilità e non è stato necessario correggere la risposta in frequenza. Nodo A3. Filtri di ingresso (DFT). Sette filtri della struttura 3m sono stati utilizzati per coprire tutte le gamme [5]. Lo schema del filtro è mostrato in fig. XNUMX.
L'implementazione dei filtri di ingresso dovrebbe essere affrontata in modo molto responsabile, poiché l'attenuazione nella banda, e quindi il rapporto segnale-rumore, dipenderà dalla qualità della loro fabbricazione e messa a punto. Il fattore di qualità di tutte le bobine non dovrebbe essere inferiore a 200 e preferibilmente superiore ... Per motivi di progettazione, il percorso radio principale del ricetrasmettitore è diviso in due nodi: A4-1 e A4-2. Il nodo A4-1 (Fig. 6) contiene il primo mixer, i preamplificatori IF, il primo filtro di selezione principale, l'amplificatore del segnale dell'oscillatore locale, l'amplificatore del segnale del percorso di trasmissione e l'interruttore del segnale. Il guadagno totale di questa parte del percorso radio non supera i 10 dB. Tutte le fasi del nodo utilizzano la tecnologia a 50 ohm.
Nella modalità di ricezione, il segnale dal DFT (vedi Fig. 5 nella prima parte dell'articolo) viene inviato al pin 1 del nodo A4 - 1. All'ingresso del percorso per sopprimere le interferenze radio alla frequenza intermedia del ricetrasmettitore (8,862 MHz), il filtro notch L1C1, ZQ1 - ZQ3 è attivato. Il primo mixer del ricetrasmettitore è reversibile, comune per i percorsi di ricezione e trasmissione. È realizzato secondo un circuito bilanciato su trasformatori a banda larga T1 - TZ e un chip DA1 del tipo KR590KN8A, mostrato in fig. 6 come due transistor. Il microcircuito KR590KN8A è un interruttore analogico a quattro canali ad alta velocità; quattro transistor ad effetto di campo con le stesse caratteristiche su un substrato comune. I transistor del microcircuito sono collegati in parallelo al circuito del mixer, due per braccio (in Fig. 6, i numeri dei pin del microcircuito sono indicati tra parentesi). Tale inclusione ha permesso di ottenere una bassa resistenza del drain a canale aperto - sorgente di transistor, inferiore, ad esempio, a KP905, che ha ridotto significativamente le perdite nel mixer in modalità passiva. Come già accennato, il mixer può funzionare in due modalità: passiva e attiva. La modalità mixer attiva, con un guadagno di +3 ... 4 dB, viene attivata applicando una tensione di alimentazione di +15 V al pin 2 del nodo A4 - 1. Un segnale dell'oscillatore locale sinusoidale viene fornito alle porte dei transistor del mixer attraverso un trasformatore balun TZ, precedentemente amplificato a un livello di 3 ... 4 V da un amplificatore a banda larga basato su un transistor VT2. La tensione del segnale dell'oscillatore locale applicata all'ingresso dell'amplificatore, pin 4 del nodo A4 - 1, non deve superare i 200 mV. All'uscita del mixer è collegato un circuito di adattamento L2, C17, R17, L3, C16, il cosiddetto diplexer. I suoi compiti sono migliorare la gamma dinamica del mixer, isolare il segnale a frequenza intermedia e liberare il più possibile le successive cascate di IF dal "bouquet" di prodotti di conversione. Il segnale IF selezionato attraverso un interruttore sul diodo VD2 viene inviato ad amplificatori preliminari a basso rumore altamente lineari realizzati sui transistor VT3, VT4 secondo il circuito dell'amplificatore con feedback negativo reattivo [1]. Gli amplificatori di questo tipo hanno un'elevata sensibilità e un'ampia gamma dinamica. Per aumentare la stabilità di funzionamento, gli stadi dell'amplificatore sono stabilizzati dalla corrente di base. Inoltre, per prevenire l'eccitazione alle frequenze delle microonde, vengono inseriti anelli di ferrite sui terminali dei collettori dei transistor VT3, VT4, indicati nello schema - FR Per indebolire il coefficiente di feedback del segnale, gli amplificatori vengono disaccoppiati l'uno dall'altro tramite un attenuatore sui resistori R25 - R27 con valore di attenuazione - 3 dB. Un filtro della selezione principale ZQ4 è collegato all'uscita dell'amplificatore sul transistor VT8 attraverso un trasformatore elevatore T4. Il circuito del filtro è mostrato in fig. 7.
È realizzato secondo lo schema di un filtro ladder multi-link su sette risonatori al quarzo ZQ1 - ZQ7. Il prototipo è stato "sbirciato" negli schemi dei vecchi ricevitori dell'esercito del tipo R-154 ("Amur", "Molybdenum"), dove venivano usati vecchi cristalli di bassa qualità a 128 kHz. Sui moderni risonatori progettati per i decoder televisivi PAL/SECAM, i filtri risultavano con le seguenti caratteristiche:
I risonatori, rappresentati nello schema da una linea tratteggiata, possono essere installati se la pendenza delle pendenze del filtro è insufficiente. Dopo il filtro, il segnale viene inviato attraverso un trasformatore step-down T9 a un amplificatore a banda larga basato su un transistor VT5. Il transistor è collegato secondo il circuito di gate comune, funziona con una corrente di drain relativamente elevata, ha un basso rumore intrinseco e un'ampia gamma dinamica. Il suo compito è compensare l'attenuazione nel filtro e nei trasformatori. Dalla presa del trasformatore T10 attraverso il condensatore C3O e l'uscita 8 del nodo, il segnale ricevuto viene inviato all'IF principale, nodo A4 - 2. Nella modalità di trasmissione, il segnale formato nel nodo A4 - 2 CW o SSB viene inviato al pin 3 del nodo A4 - 1, l'ingresso dell'amplificatore a banda larga del percorso di trasmissione, realizzato sul transistor VT1. Dall'uscita dell'amplificatore, il segnale attraverso il condensatore C5 e l'interruttore sul diodo VD1 viene inviato al mixer T1 - T1 DA1, dove viene trasferito a una delle frequenze operative del ricetrasmettitore. Attraverso il pin 4 del nodo A1 - 3, il segnale viene inviato al nodo AXNUMX (DFT). Il passaggio del segnale nelle direzioni corrispondenti alle modalità di ricezione e trasmissione è comandato da un interruttore sui diodi pin VD1VD2 del tipo KA507A. I diodi vengono sbloccati quando viene applicata una tensione di controllo al pin 6 (RX) o al pin 7 (TX) dal nodo A9 del ricetrasmettitore. La scelta di questi diodi non è casuale. Nello stato aperto, la loro resistenza è di 0,1 ... 0,4 Ohm e possono trasmettere potenza fino a 500 watt. Gli stessi circuiti forniscono tensione agli stadi di amplificazione del nodo, operando nelle modalità opportune. Lo schema dell'amplificatore IF principale, nodo A4 - 2 è mostrato in fig. 8. L'impedenza di uscita del nodo A4 - 1 e del nodo di ingresso A4 - 2 - circa 50 ohm, che consente di collegarli con un cavo RF coassiale. Lo stadio di ingresso sui transistor VT1, VTV, collegati secondo il comune circuito di gate, ha un piccolo guadagno, basso rumore e un'ampia gamma dinamica. La cascata è caricata sul circuito risonante L1C3 sintonizzato sulla frequenza IF.
Il guadagno IF principale viene eseguito da un amplificatore a quattro stadi su transistor ad effetto di campo a due gate VT2 - VT4, VT10. La tensione alle prime porte dei transistor è stabilizzata a +3 V dal diodo zener VD1. Le seconde porte dei transistor forniscono il controllo del guadagno manuale o automatico (AGC), nonché il blocco automatico dell'IF durante la trasmissione. Per fare ciò, una tensione di controllo da 2 a +0 V dal nodo A8 viene fornita alle porte del transistor attraverso il terminale 5 del nodo. Il guadagno del percorso IF del nodo A4 - 2 non supera i 60 dB. Le cascate sui transistor VT2, VT3, VT10 hanno un Ku di circa 16 dB ciascuna, una cascata su VT4 - circa 6 dB. La scelta di questa distribuzione del guadagno è importante e la modalità di questi stadi viene scelta in base a molti requisiti, i principali sono una risposta molto lineare del controllo AGC sulla seconda porta e una modalità a basso rumore dell'amplificatore. Per gli stessi motivi di mantenimento della linearità, l'autore ha utilizzato i transistor KP350 nell'UFC, e non gli "esotici" BF981, che hanno una breve caratteristica di controllo per il secondo gate, sebbene abbiano parametri di rumore migliori. Tra il terzo (VT4) e il quarto (VT10) stadio della IF sono compresi i filtri ZQ1 (SSB) e ZQ2 (CW). Quando ricevono un segnale, funzionano come i secondi FOS e durante la trasmissione funzionano come i principali che formano il segnale. I filtri vengono attivati dai contatti relè K1 e K2. Il circuito ei parametri del filtro ZQ1 sono identici al filtro ZQ4 nel nodo A4 - 1. Il filtro al quarzo a banda stretta per il funzionamento del telegrafo ZQ2 è realizzato secondo il circuito mostrato in fig. 9 e presenta le seguenti caratteristiche:
La resistenza di uscita della cascata sul transistor VT4 e la resistenza di ingresso su VT5, VT10 sono approssimativamente pari a 5 kOhm. Le basse resistenze di ingresso e uscita dei filtri ZQ1, ZQ2 sono adattate a questi stadi utilizzando collegamenti reattivi (circuiti P) L8 - L11, C23 - C30. Questa opzione di abbinamento ha permesso di ridurre drasticamente l'attenuazione nei filtri. Dal carico dell'ultimo stadio dell'IF, il circuito L4L5, il segnale arriva al rivelatore chiave, il transistor VT12. Il segnale di frequenza di riferimento viene inviato al gate del transistor attraverso il pin 8 dal nodo A6. Il segnale a bassa frequenza isolato nel rivelatore, attraverso il filtro passa-basso C57L15C58, arriva al primo stadio ULF, realizzato sui transistor VT13, VT14, e poi attraverso il condensatore C61 all'uscita del nodo, pin 7. Questo stadio dovrebbe essere sottolineato. Poiché tutta la conversione e l'elaborazione del segnale nel nodo A4 avviene a livelli bassi (da 0,1 a 300 μV), l'amplificatore per basso del ricetrasmettitore ha una sensibilità molto elevata e un guadagno elevato, circa + 74 dB. E qui, a sua volta, sorgono problemi di interferenza. La cascata sui transistor VT13, VT14 è chiamata inseguitore di emettitore Shiklai complementare composito. Ha caratteristiche notevoli per il nostro caso. Il suo coefficiente di trasmissione è vicino all'unità su tutta la gamma delle basse frequenze, l'impedenza di ingresso è di circa 1 MΩ, ma l'uscita è di soli 1,5 Ω, cioè non carica lo stadio dell'amplificatore che lo segue. Sorprendente! Si scopre che il segnale entra in modo sicuro nell'ULF principale e quale interferenza può esserci se la sorgente del segnale ha Rout = 1,5 Ohm, o in altre parole, l'ingresso ULF è in corto! Nella modalità di trasmissione, il segnale proveniente dal nodo A6 DSB o CW viene inviato (tramite il pin 10) alla cascata commutata sul transistor VT8. Il funzionamento della cascata è controllato da un tasto sul transistor VT9. Quindi il segnale passa attraverso uno dei filtri: ZQ1 con estrazione del segnale SSB o CW ZQ2 a banda stretta. L'amplificatore cascode risonante basato sui transistor VT5, VT6, a seguire i filtri, ha una bassa capacità di ingresso, un buon disaccoppiamento ingresso/uscita, ed un Ku di circa 16 dB. Sul transistor VT7 - una chiave che controlla il funzionamento della cascata durante la trasmissione. Il segnale arriva alla scheda mixer A4 - 1 dalla bobina di accoppiamento L7 dell'amplificatore cascode. Durante la trasmissione viene utilizzato uno dei filtri del solo nodo A4 - 2. Un tentativo di lavorare sulla trasmissione con i filtri di due nodi collegati in serie non si è riflesso nel progetto del ricetrasmettitore a causa della scarsa lettura del segnale dai corrispondenti. La cascata sul transistor VT11 è progettata per ascoltare il segnale durante la trasmissione. Il livello del segnale dell'ascoltatore viene regolato applicando una tensione di controllo al secondo gate del transistor attraverso il pin 9 del nodo. Il segnale viene prelevato dalla bobina di accoppiamento L7 dello stadio di uscita del percorso di trasmissione del nodo A4 2 attraverso i condensatori C40 e C53. La catena VD2 - VD4, R20, C32, C3Z, L12, così come il diodo VD5, consentono di disaccoppiare completamente gli stadi a commutazione di potenza, eliminare il rumore di commutazione, specialmente negli stadi contenenti un'induttanza superiore a 100 μH. Nodo A5. L'ULF e l'AGC principali Il segnale a bassa frequenza dall'uscita del nodo A4-2 viene inviato all'ingresso del nodo A5 al pin 1 (Fig. 10).
Il primo stadio ULF è realizzato sul chip DA1 (KR538UNZA), un amplificatore a basso rumore appositamente progettato per funzionare con sorgenti di segnale audio a bassa resistenza. Nell'opzione di commutazione tipica applicata, il microcircuito fornisce l'amplificazione del segnale fino a +47 dB. La cascata che lo segue sui transistor VT1 e VT2 (il seguace emettitore di Shiklai a noi già familiare) non lo carica. Dall'uscita del ripetitore, il segnale va al filtro passa-banda passa-basso L1-L5C11-C15, che seleziona la banda di frequenza da 250...300 Hz a 3500...4000 Hz con attenuazione ai bordi migliore di 30 dB. In altre parole, risulta qualcosa di simile all'EMF, ma solo nelle basse frequenze. Tali caratteristiche del filtro si ottengono solo con l'esatta corrispondenza della sua impedenza di ingresso e di uscita pari a 204 Ohm, e il valore di tolleranza degli elementi filtranti LC è inferiore al 5% [4]. L'ingresso del filtro è collegato alla cascata sui transistor VT1, VT2 tramite un resistore R5 collegato in serie di 200 ohm, e dato che il Rout del follower di emettitore è di 1,5 ohm, l'abbinamento è quasi perfetto! Un resistore di carico R6 è anche incluso all'uscita del filtro. Dopo il filtro, attraverso i contatti normalmente chiusi del relè K1, il segnale (punto A in Fig. 10) entra negli ingressi dell'interruttore del segnale a bassa frequenza a due canali: il microcircuito DA4. Lì, nella modalità di trasmissione, viene fornito un segnale di autocontrollo del segnale telegrafico dal nodo A6. La commutazione dell'interruttore avviene quando un segnale di controllo viene applicato al piedino 4 dal nodo A7 del ricetrasmettitore, cioè quando si passa dalla ricezione alla trasmissione. Dall'uscita del canale 1 del microcircuito DA4, il segnale viene inviato all'ingresso dell'amplificatore AGC (punto B). Dall'uscita del canale 2 - all'ingresso di un amplificatore di potenza (punto C), realizzato secondo un tipico circuito di commutazione su chip DA5 All'ingresso PA è installato un controllo del volume remoto, realizzato su un optoaccoppiatore U1. Nonostante il campo di controllo ridotto, questa opzione è una buona alternativa al classico potenziometro con i suoi lunghi cavi di collegamento e spesso fonte di interferenze e di sottofondo. Per aumentare la selezione durante la ricezione di segnali telegrafici e digitali, nel nodo A5 è installato un filtro passa-basso attivo, realizzato sui microcircuiti DA2 e DA3. La larghezza di banda del filtro per i livelli -6 dB e -20 dB è rispettivamente di 240 e 660 Hz. Questo è abbastanza anche per il funzionamento PSK, dato che il nodo A4-2 ha anche un filtro al quarzo con una banda di 800 Hz. Il filtro è collegato al circuito del percorso a bassa frequenza tramite i contatti del relè K1 (K1.1 e K1.2) quando all'uscita 2 del nodo viene applicata la tensione +15 V. In linea di principio, nel filtro attivo possono essere installati doppi potenziometri per modificarne la frequenza di sintonia entro piccoli limiti o, complicando leggermente il circuito, per realizzare una tacca, simile al filtro "Mot.sp" [1,2]. L'amplificatore AGC è realizzato su transistor VT3-VT8. Il segnale, amplificato da cascate su VT3VT4, tramite rilevatori di raddoppio di tensione e un elemento "AND" realizzato su diodi VD3-VD7, carica due circuiti RC con costanti di tempo diverse - R18C36 e R19C35. Nell'amplificatore CC sul VT5VT6, viene generato il segnale di controllo AGC. Il resistore di costruzione R7 all'ingresso dell'amplificatore viene utilizzato per impostare il livello di funzionamento dell'AGC. L'autore nel ricetrasmettitore ha questo livello - circa 2 μV. La resistenza di costruzione R22 regola la pendenza della caratteristica di controllo del sistema AGC. Il transistor VT5 non deve essere utilizzato con pendenza elevata. La tensione attraverso il resistore R21 alla sorgente del transistor non deve superare 1,2 V (riferimento per il controllo). La tensione di controllo dell'AGC viene rimossa dal collettore del transistor VT6 e un misuratore S è collegato all'emettitore del transistor. Le cascate sui transistor VT7 e VT8 forniscono un piccolo ritardo per stabilire transitori durante la transizione dalla ricezione alla trasmissione e viceversa. I test pratici dell'AGC hanno mostrato i seguenti risultati: quando il segnale all'ingresso del ricetrasmettitore è passato da 2 μV a 1 V, il segnale di uscita è cambiato di non più di 5 dB e, con una sintonizzazione più attenta, di non più di 3 dB. L'intervallo di regolazione dell'AGC era di circa 114 dB, che è abbastanza per un buon percorso di ricezione. Si consiglia di introdurre una resistenza da 1 Ohm nel circuito di base del transistor VT6 (Fig. 560), collegandola tra il terminale di base e il filo comune. Ciò semplificherà ulteriormente l'impostazione della corrente di riposo di questo transistor. Il percorso di trasmissione del ricetrasmettitore inizia dal nodo A6, che è strutturalmente diviso in due parti: i nodi A6-1 e A6-2. Per aumentare l'efficienza della trasmissione del segnale in modalità SSB, il ricetrasmettitore utilizza un limitatore di segnale, il cosiddetto processore "speech", che consente di aumentare la potenza media del segnale SSB di 4...6 volte (6...8 dB). Quando si esegue un DXQSO o in condizioni QRM (QRN), un segnale limitato ha una qualità superiore e una buona intelligibilità. Il nodo A6-1 è un tale dispositivo, collegato tra il microfono e il driver DSB del ricetrasmettitore. Il diagramma schematico del nodo è mostrato in Fig.11.
Il segnale audio dal microfono viene inviato al pin 1 del nodo. Quindi, attraverso il condensatore C2 e un regolatore di livello (un resistore variabile collegato tra i terminali 2 e 3 del nodo A6-1), il segnale viene inviato ad un amplificatore microfonico realizzato sul chip DA1. Un microfono electret viene utilizzato con il ricetrasmettitore e la catena R1 - R3C1 fornisce alimentazione ad esso. Il filtro passa-basso L1C4 attenua le interferenze ad alta frequenza dal proprio trasmettitore all'ingresso dell'amplificatore del microfono e quindi riduce il rischio della sua autoeccitazione. I contatti del relè K1 commutano i circuiti di correzione dell'amplificatore per aumentare la risposta in frequenza nella regione di 300 ... 3000 Hz fino a +16 dB. Il livello del segnale di uscita a bassa frequenza dell'amplificatore (150 ... 200 mV) è impostato con un resistore di regolazione R9. Attraverso l'emettitore follower sul transistor VT1, il segnale entra nel circuito limitatore sviluppato da B. Larionov (UV9DZ) [5]. Transistor VT5 è il primo mixer limitatore RF chiave. Il gate VT5 riceve un segnale con un'ampiezza di circa 0,7 V da un oscillatore al quarzo di riferimento realizzato sui transistor VT3-VT4. Il circuito L2C25 nel circuito sorgente VT5 è sintonizzato su una frequenza di 500 kHz. Il segnale a banda laterale singola selezionato dal filtro elettromeccanico ZB1 viene inviato ad un amplificatore limitatore realizzato su transistor ad effetto di campo VT6 e diodi VD3VD4. Il grado di limitazione è definito come il rapporto tra la tensione RF al drain del transistor VT6 con i diodi VD3VD4 spenti e la tensione nello stesso punto dopo che i diodi sono stati collegati. Questo valore è 7...8 dB. Il resistore trimmer R24 imposta il guadagno della cascata su VT4, che mantiene il livello ottimale del segnale SSB con un minimo di limitazione. Questo è importante quando si confronta il segnale di trasmissione di una radio ai livelli minimo e massimo di saturazione. Per sopprimere l'aumento del numero di armoniche e frequenze combinate, il segnale viene fatto passare attraverso un secondo EMF ZB2, identico al primo. La cascata sul transistor ad effetto di campo VT7 (Ku = 6 ... 10 dB) compensa l'attenuazione nei filtri, ma con una buona EMF potrebbe non essere installata. Un segnale limitato a singola banda laterale viene inviato al secondo tasto mixer-detector su un transistor ad effetto di campo VT8, il cui gate è anche alimentato con un segnale oscillatore di riferimento a 500 kHz. Il segnale rilevato e filtrato viene amplificato dall'amplificatore operazionale sul chip DA2 e inviato attraverso l'inseguitore di emettitore sul transistor VT2 all'unità di formazione A6-2. Il livello del segnale di uscita dell'elaboratore vocale è impostato dal resistore di sintonia R35. I relè K2 e il cortocircuito consentono di escludere l'elaboratore del parlato dal percorso di trasmissione. Questa opzione può essere richiesta quando si effettuano QSO locali, poiché il livello del segnale nel punto di ricezione è spesso elevato e la restrizione può ridurne l'intelligibilità. Lo schema del nodo A6-2, il driver di tensione del segnale DSB e CW, è mostrato in fig. 12.
L'oscillatore al quarzo di riferimento della banda superiore è realizzato su transistor VT1VT2. L'induttore L1, collegato in serie con il risonatore al quarzo ZQ1 (8862,7 kHz), consente di mettere a punto il generatore sulla frequenza corrispondente al punto di livello -20 dB sulla pendenza inferiore della risposta in frequenza del filtro di selezione principale. Dall'emettitore del transistor VT2, il segnale dell'oscillatore di riferimento viene inviato attraverso un amplificatore buffer sul transistor VT3 a un modulatore bilanciato realizzato su varicap VD2VD3 e trasformatore T1. Inoltre, il segnale dall'emettitore VT2 attraverso l'uscita 2 del nodo viene inviato al nodo A4-2 al rivelatore chiave. Il modulatore ha un'elevata linearità e consente di sopprimere la portante di almeno 56 dB (ripetutamente verificato dall'autore) Il modulatore è bilanciato utilizzando i resistori di trimming R20 e R24. Attraverso l'amplificatore sul transistor VT8 (Ku = 6 dB), la tensione del segnale di frequenza audio dal nodo A6-1 viene applicata al punto medio dell'avvolgimento primario del trasformatore del modulatore bilanciato. La cascata funziona solo quando la tensione di alimentazione viene applicata ai pin 15 e 16 dall'interruttore della modalità di funzionamento del ricetrasmettitore. Nello stesso circuito è installato il relè K1 che, con i suoi contatti, collega l'uscita del modulatore bilanciato al percorso di trasmissione. Dal resistore trimmer R50 nel circuito emettitore VT8, il segnale AF viene inviato al circuito VOX situato nel nodo A7. Sul transistor VT9 è realizzato un oscillatore a cristallo di segnale CW manipolato. La frequenza del risonatore al quarzo ZQ3 8863,5 kHz) è superiore alla frequenza del risonatore ZQ1 di 800 Hz, ovvero rientra nella banda di trasparenza del filtro di selezione principale del ricetrasmettitore. Il generatore CW è controllato attraverso il circuito di base del transistor VT9 attraverso i resistori R43, R44 utilizzando un circuito chiave situato nel nodo A7, che forma i necessari parametri del tempo di salita e discesa del segnale telegrafico, rispettivamente pari a 5 e 7 ms. A seconda del tipo di funzionamento di SSB o CW, un segnale viene fornito alla base del transistor VT4 attraverso i contatti del relè K1 da un modulatore bilanciato o da un oscillatore locale telegrafico. Un amplificatore di segnale del trasmettitore DSB e CW regolabile è montato sul transistor VT3. Il guadagno in cascata viene regolato modificando la tensione alla seconda porta del transistor dal regolatore di potenza del segnale manuale (tramite il terminale 5 del nodo A6-2) e dal circuito di controllo ALC realizzato sul transistor VT10. Il carico in cascata è il circuito L4L5C26 sintonizzato sulla frequenza IF. Un segnale di uscita con un livello di circa 5 V viene prelevato dalla bobina di accoppiamento L1, che viene inviata al preamplificatore IF e al filtro di selezione principale nel blocco A4-2. L'oscillatore di riferimento sui transistor VT6VT7 viene utilizzato per ascoltare la banda inversa. La frequenza del suo risonatore al quarzo ZQ2 (8865,8 kHz), corrispondente al punto di -20 dB sulla pendenza superiore della risposta in frequenza FOS, è messa a punto dal condensatore C45. Sul chip DA1 è assemblato un generatore di toni RC per l'automonitoraggio del segnale quando si lavora tramite telegrafo e per impostare il ricetrasmettitore in modalità SSB (modalità operativa - "TUNE"). Il segnale di questo generatore con una frequenza di 800 Hz e un livello di circa 50 mV viene inviato attraverso il terminale 11 del nodo al ricetrasmettitore ULF, nodo A5. È possibile ridurre o aumentare il livello del segnale selezionando il resistore R60. Quando si lavora come telegrafo, il generatore di toni viene acceso fornendo pacchi positivi lungo il circuito "TX / KEY" in modo sincrono con il generatore su VT9. Quando si sintonizza il trasmettitore in modalità SSB ("TUNE"), il segnale del generatore di suoni viene inviato attraverso un divisore esterno e circuiti di commutazione all'ingresso del microfono del nodo A6-1. Il nodo A7 controlla il ricetrasmettitore in modalità di trasmissione utilizzando il dispositivo di controllo vocale VOX o premendo il tasto telegrafico o il pedale. Il diagramma dei nodi è mostrato in fig. 13.
Nella modalità di ricezione, la tensione di alimentazione di +15 V, costantemente applicata al pin 11 del nodo, è presente solo all'uscita del tasto controllato sui transistor VT13 e VT14, pin 13 (RX). L'ingresso del sistema VOX (pin 1 del nodo A7) è collegato all'uscita dell'amplificatore microfonico del ricetrasmettitore (pin 7 del nodo A6-1). Il lavoro con VOX è possibile se applicato al pin 3 del nodo A7 tramite il corrispondente interruttore di tensione di alimentazione +15 V. Amplificato da una cascata sul transistor VT1, il segnale AF viene inviato a un amplificatore limitatore realizzato sul transistor VT2. La tensione di limitazione del segnale, o, in altre parole, la soglia per il funzionamento del sistema VOX, è impostata da un resistore sintonizzato R4. Un segnale limitato viene rilevato dai diodi VD1, VD2 e con un livello superiore a due volt viene inviato alla catena di temporizzazione C7R9. Il resistore trimmer R9 imposta il tempo di ritardo per il funzionamento del sistema di controllo vocale entro 0,2 ... 2 s. Inoltre, questo segnale avvia un singolo vibratore realizzato sui transistor VT5, VT6 e attraverso le cascate invertenti sui transistor VT7, VT8, la cascata chiave su VT13 e VT14 si chiude e la cascata sui transistor VT11, VT12 si apre e una tensione di + 12 V (TX) appare al terminale 15 del nodo. La tensione da questa uscita viene fornita ai circuiti del ricetrasmettitore che operano in modalità di trasmissione. Se non c'è segnale dall'amplificatore del microfono dopo un tempo determinato dal circuito C7R9 RC, questi stadi chiave entrano nello stato "inverso", +13 V (RX) appare sul pin 15 e la tensione sul pin 12 diventa zero. Per evitare che la modalità di trasmissione venga attivata da suoni che entrano nel microfono dall'altoparlante del ricetrasmettitore, viene realizzato un dispositivo "anti-VOX" sui transistor VT3, VT4, bloccando il funzionamento di VOX finché è presente il segnale del corrispondente. L'ingresso "anti-VOX" (pin 2 del nodo A7) è collegato all'uscita ULF. Il segnale dall'ULF viene amplificato dal transistor VT3, rettificato dai diodi VD3, VD4 e carica il condensatore C14. Lo stadio chiave sul transistor VT4 devia il circuito di temporizzazione principale del sistema VOX - C7R9. La resistenza trimmer R10 imposta la soglia per il sistema "anti-VOX". Cascate realizzate sui transistor VT9 e VT10 controllano la commutazione del ricetrasmettitore in trasmissione, rispettivamente, dal tasto telegrafico (KEY) o dal pedale (PTT). Lo schema di controllo in modalità CW consente il funzionamento "half duplex". Quando si preme il tasto telegrafico (pin 8), appare una tensione costante sul collettore del transistor VT9 (pin 6, circuito TX / KEY), che, attraverso la catena R32C19VD5, avvia il one-shot su VT5, VT6 e poi commuta gli stadi chiave attraverso il circuito. Il tempo di pausa in modalità CW è determinato dal valore del resistore di sintonia R18, collegato in parallelo al resistore R9, e può essere 0,1 ... 0,6 s, fornendo l'ascolto del segnale del corrispondente durante queste pause. Questa modalità è utile quando si lavora nei test. Per lavorare senza pause in modalità CW è sufficiente premere il pedale per tutta la durata della trasmissione. Quando il sistema VOX è spento, anche il passaggio alla trasmissione in modalità SSB viene effettuato dal pedale. Il segnale di controllo dal pedale (PTT) dall'uscita chiave sul transistor VT10 attraverso il circuito R36C22VD6 viene inviato all'ingresso del singolo vibratore. Nella modalità di sintonizzazione del ricetrasmettitore (TUNE), +5 V viene fornito al pin 7 del nodo A15, che viene anche alimentato attraverso il circuito R40C25VD7 all'ingresso del one-shot, assicurando il passaggio del ricetrasmettitore alla trasmissione. Lo stadio chiave sui transistor VT15 e VT16 viene utilizzato per controllare il relè dell'antenna di cortocircuito nel nodo A2. Il nodo A9 di cambio portata del ricetrasmettitore è realizzato secondo lo schema di fig. 14. Quando si accende il ricetrasmettitore, la banda da 1,8 MHz si attiva automaticamente.
Sul chip DD1 è assemblato un oscillatore con una frequenza di clock di circa 1 Hz, il cui segnale viene inviato all'ingresso degli impulsi di clock del contatore reversibile, il chip DD2. La direzione del conteggio sequenziale è controllata tramite circuiti di commutazione esterni (pulsanti DOWN e UP), che sono collegati ai terminali 2 e 3 del nodo A9. Il codice decimale in codice binario di uscita del contatore DD2 viene convertito in un codice decimale utilizzando un decodificatore - chip DD3. I tasti di controllo sui transistor VT3 -VT1 sono collegati alle uscite del microcircuito DD18, attraverso il quale viene fornita la tensione di alimentazione al relè di commutazione della gamma ai nodi A1, A3, A8, A10 e A11. L'oscillatore locale del ricetrasmettitore è realizzato sulla base di un generatore VHF industriale (nodo A12) e un divisore di frequenza con rapporto di divisione variabile (nodo A8-1). Prima di entrare nel mixer del ricetrasmettitore, il segnale viene prefiltrato nel nodo A8-2. Per garantire un'elevata stabilità della frequenza dell'oscillatore locale quando si lavora con le modalità digitali, il ricetrasmettitore utilizza un sistema di stabilizzazione della frequenza ad anello bloccato in frequenza (FLL), nodo A10. Nodo A12 - generatore di portata regolare dalla stazione radio HF-VHF R-107M. Il suo diagramma schematico è mostrato in fig. 15. La gamma di frequenza operativa del generatore è 30,15 ... 63,7 MHz. Il generatore è un'unità ermeticamente sigillata, si sconsiglia di aprirlo e apportare modifiche al suo circuito per non violarne le caratteristiche frequenza-tempo.
La deriva della frequenza GPA, impostata dall'autore nel ricetrasmettitore, utilizzando il controllo passivo della temperatura, non ha superato i 50 Hz a nessuna frequenza dopo un riscaldamento di 15 minuti. Il diagramma del nodo A8-1, divisore a rapporto di divisione variabile, è riportato in fig. 16. Il segnale dal generatore R107M viene inviato all'ingresso dello shaper, realizzato sui transistor VT1, VT2 e il microcircuito DD1. Il primo elemento del chip D1.1 opera in modalità lineare come amplificatore.
Dallo shaper, il segnale viene inviato ai microcircuiti DD2 e DD3, un divisore di frequenza binario a tre bit. A seconda della gamma inclusa del ricetrasmettitore, la scelta del rapporto di divisione del divisore (2-4-8) è determinata dall'interruttore del relè K1-KZ e dall'interruttore logico sul chip DD4. Lo spettro di frequenza dell'oscillatore locale ottenuto all'uscita del DPKD a Fp pari a 8,862 MHz, in funzione del range operativo, è riportato in Tabella. 1.
Gli stadi sommatore e buffer sono realizzati sul chip DD5. Dall'uscita del primo elemento DD5, il segnale viene inviato all'ingresso del sistema di stabilizzazione della frequenza FLL (tramite il pin 11 del nodo A8-1), dall'uscita del secondo all'ingresso della scala digitale (pin 12 del nodo). Il segnale dell'oscillatore locale per il primo mixer del ricetrasmettitore dovrebbe essere il più pulito e monocromatico possibile. Per fare ciò, il segnale rettangolare dopo l'elemento DD5 3 utilizzando il chip DD6 e il trasformatore T1, operando come circuito di formazione, viene convertito in un segnale sinusoidale. L'amplificatore a banda larga basato sul transistor VT3 ha un guadagno di circa +14 dB e una risposta in frequenza uniforme fino a una frequenza di 40 MHz. La frequenza di taglio del filtro passa-basso L1C14C15C16L2 è di 25 MHz. A frequenze di 19 ... 20 MHz, l'uscita del nodo A8-1 dovrebbe essere una sinusoide pura con un'ampiezza di 200 ... 250 mV con un carico di 50 ohm. Sugli intervalli in cui la frequenza è inferiore, si verificherà una distorsione della sinusoide e un aumento della sua ampiezza. Lo schema del dispositivo di stabilizzazione della frequenza FLL (nodo A10) è mostrato in fig. 17.
Il segnale GPA viene inviato a una linea di contatori binari dei microcircuiti DD1 e DD2 con rapporti di divisione variabili (M). Il fattore di divisione richiesto DD1 viene selezionato utilizzando il relè K1-K4. I coefficienti di divisione del contatore DD2 sono scelti costanti: 1024 e 4096. Sul chip DD3 viene realizzato un mixer digitale. L'ingresso D del chip DD3 riceve un segnale di frequenza di riferimento da un oscillatore a cristallo DD4 da 50 MHz. La frequenza di clock viene applicata all'ingresso C del chip DD3, ovvero la frequenza del GPA, divisa per il numero M con l'aiuto di DD1 e DD2 Gli impulsi di correzione, che vengono prelevati dall'uscita Q12 del microcircuito DD2, vengono inviati all'interruttore a transistor VT2. Questa frequenza differisce di due ordini binari ed è presa dallo stesso DD2 dall'uscita di Q10. I tasti VT1 e VT2 controllano il funzionamento dell'integratore, realizzato sul chip DA1 Dall'uscita dell'integratore, la tensione di controllo viene fornita al varicap GPA. Lo schema è preso in prestito da [6], ma differisce dalla fonte originale in alcune modifiche. In particolare, all'uscita del primo contatore binario del chip DD1, è installato un interruttore a relè per selezionare il rapporto di divisione in funzione del raggio operativo del ricetrasmettitore. Il mixer digitale DD3 utilizza un chip 74AC74 ad alta velocità e i transistor chiave VT1 e VT2 vengono sostituiti con quelli a frequenza più alta. Inoltre, nel dispositivo è stato introdotto un ulteriore amplificatore operazionale DA2. La metà dell'amplificatore operazionale DA2.1 ha un sommatore il cui compito è ridurre l'intervallo di tensione di controllo all'uscita dell'integratore DA1 rispetto alla tensione di riferimento di +7,5 V. Se all'uscita del microcircuito DA1, nel punto di connessione dei resistori R7 e R15, la tensione di controllo può variare entro 0, +11 V, quindi all'uscita DA2 questa tensione sarà già +5,5 ... condensatore C9,5 con un valore nominale di 107 pF, collegato in serie con il varicap VD 9. Il limite inferiore della tensione di controllo non deve essere inferiore a +270 V, poiché una tensione di polarizzazione dello stesso valore è già stata applicata (internamente) al varicap nel GPA R-1M (vedi Fig. 5,5). Il rapporto tra i valori dei resistori R107 e R15 determina i limiti della variazione della tensione di uscita e può essere selezionato per un'istanza specifica del generatore da R-14M. L'inverter, realizzato su DA2.1, permette di salvare la polarità della tensione di comando relativa all'uscita di DA1. Come fonte della frequenza esemplare DD4, è stato utilizzato un oscillatore a cristallo integrato СХО-43В a una frequenza di 50 MHz da un vecchio computer con un livello di uscita TTL. Le conclusioni 14 e 15 del nodo A10 sono interconnesse tramite un interruttore esterno (ad esempio un pulsante) situato sul pannello frontale del ricetrasmettitore accanto alla manopola di sintonia. Quando l'interruttore è chiuso, il ricetrasmettitore è sintonizzato; quando l'interruttore è aperto, la frequenza viene catturata. Con i valori dei resistori R5 e R12 indicati nel diagramma, il tempo di un ciclo completo dell'integratore DA1 (dal minimo al massimo livello di tensione di uscita) è di 50 ... 60 s. Ciò corrisponde a un oscillatore con deriva a bassa frequenza (stickout). Se il GPA ha un tempo di deriva superiore a 600 Hz / min (ci sono anche tali esemplari, apparentemente con una violazione della tenuta o soggetti a carichi d'urto), i valori nominali di R5 e R12 dovrebbero essere ridotti a 1 MΩ, ad es. ridurre drasticamente il tempo di ciclo dell'integratore a pochi secondi. Per il funzionamento di SSB e CW, il sistema di stabilizzazione FLL potrebbe non essere praticamente utilizzato e dovrebbe essere attivato solo per le modalità di comunicazione digitale. La precisione nel mantenere la frequenza catturata durante il funzionamento del sistema P1_1_ è migliore di ± 10 Hz per diverse ore. Il nodo A8-2 (Fig. 18) contiene filtri passa-basso del 5° ordine che servono a migliorare la purezza spettrale del segnale dell'oscillatore locale del ricetrasmettitore. Frequenze di taglio del filtro: L1C1-C3L2 - 6 MHz; L3C4-C6L4 - 11,3 MHz; L5C7-C9L6 - 13,5 MHz; L7C10-C12L8 - 17MHz. L'LPF delle gamme 10 e 28 MHz si trova sulla scheda DPKD e al suo posto è collegato un attenuatore corrispondente nel nodo A8-2. All'uscita del nodo A8-2, l'ampiezza e la forma del segnale (sinusoide) corrispondono alla norma a tutte le frequenze operative dell'oscillatore locale.
Relè K1 e K2 - interruttore oscillatore locale (principale o ausiliario). La scala digitale del ricetrasmettitore, nodo A11 (Fig. 19), non ha alcuna caratteristica e il suo circuito e design possono essere diversi da quelli proposti.
Il secondo GPA del ricetrasmettitore, nodo A13, è realizzato secondo lo schema di fig. 20. Un'opzione simile è stata utilizzata una volta nei precedenti sviluppi dell'autore, ad esempio nel ricetrasmettitore "Largo-91". Ed è stato con un tale GPA che sono stati misurati i parametri principali del ricetrasmettitore. L'installazione di un secondo GPA nel ricetrasmettitore non è richiesta, ma può essere eseguita in alternativa in assenza di un generatore dall'R-107M (quasi per tutti!).
Il GPA è costituito da sei generatori identici nei circuiti, ma diversi l'uno dall'altro nei parametri dei circuiti di impostazione della frequenza e nell'assenza di un resistore nel circuito dell'emettitore dei transistor dello stadio buffer. Il resistore R11 è comune a tutti e sei i generatori. I generatori sono ricostruiti con un condensatore variabile a sei sezioni. Sulla fig. 20 mostra uno schema di uno dei sei generatori. I valori nominali di resistori e condensatori per ciascun generatore sono riportati nella tabella. 2.
I generatori vengono commutati applicando una tensione di alimentazione di +5,6 V ai morsetti 2-7 del nodo A13. L'uscita del generatore deve essere collegata al nodo A8-2 tramite un filtro passa-basso, simile a L1C14C15C16L2 sulla scheda DPKD. La bilancia digitale, come in fig. 19. Il sistema FLL è adatto anche per il secondo GPA, ma il microcircuito DA2 dovrebbe essere escluso dal circuito e il segnale di controllo per i varicap di detuning GPA dovrebbe essere rimosso dal punto di connessione del resistore R7 e del condensatore C12. Letteratura
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