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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Considerazioni sulla progettazione per amplificatori di feedback comuni
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore Di recente, c'è stata un'altra ondata di discussioni su un argomento che può essere chiamato condizionatamente "a favore" o "contro" il feedback negativo negli amplificatori. Sfortunatamente, queste discussioni raramente contengono argomenti razionali, mentre dimostrano una chiara mancanza di conoscenza delle "piccole cose" del lavoro e della progettazione di sistemi con FOS. La situazione è complicata dal fatto che nella maggior parte dei casi, i dispositivi sono citati come giustificazione per le obiezioni all'uso del feedback, che di fatto si rivelano un esempio di uso analfabeta o infruttuoso dello stesso. E poi, nelle peggiori tradizioni della logica scolastica, si trae la conclusione: "il feedback è cattivo!". Allo stesso tempo, gli esempi di uso corretto dei FOS sembrano diventare sempre più rari, e molto probabilmente a causa della quasi assenza di letteratura moderna su questo argomento. Ecco perché ci sembra particolarmente opportuno pubblicare diversi materiali dedicati a caratteristiche poco conosciute della progettazione di amplificatori altamente lineari con feedback. Ricordiamo che il motivo principale dell'invenzione degli amplificatori con feedback feedback da parte di Harold Black nel 1927 era proprio la necessità di aumentare la linearità degli amplificatori utilizzati nei sistemi di comunicazione telefonica multicanale su una coppia di fili. Il problema era che i requisiti di linearità di questi amplificatori aumentano notevolmente all'aumentare del numero di canali. Ci sono due ragioni per questo. Il primo è il numero di possibili prodotti di intermodulazione che interferiscono. Il secondo motivo è che con l'aumento della larghezza di banda del segnale, aumentano anche le perdite nei cavi, motivo per cui gli amplificatori devono essere posizionati a una distanza inferiore (e la loro risposta in frequenza deve essere regolata in modo più deciso) e su una distanza di 2500 km. percorso il loro numero sale a tremila. Poiché i prodotti di distorsione nella linea di comunicazione sono sommati, i requisiti per ogni singolo amplificatore sono di conseguenza più severi. Per chiarire quanto sia alta la classe di questa apparecchiatura, notiamo che gli amplificatori per sistemi con 10800 canali hanno un livello di distorsione di intermodulazione del terzo ordine alla fine della banda passante (60 MHz) non superiore a -120 ... - 126 dB e un valore del tono di differenza non superiore a - 130...-135 dB. La distorsione di intermodulazione di ordine superiore è ancora più bassa. La risposta in frequenza di un percorso contenente da due a tremila (!) amplificatori durante la sua vita di servizio (circa 30 anni di funzionamento XNUMX ore su XNUMX) cambia di non più di pochi decibel, principalmente a causa dell'invecchiamento del cavo. Per gli standard delle apparecchiature convenzionali, questo è fantastico, ma in realtà è solo il risultato dell'uso competente della protezione ambientale. Il problema di aumentare la linearità degli amplificatori X. Black lavora presso i Bell Labs dal 1921. Fu lui a sviluppare quasi tutti i metodi conosciuti di compensazione della distorsione, in particolare la correzione della distorsione mediante la cosiddetta connessione diretta, nonché la distorsione compensazione sommando un segnale di uscita distorto con un segnale di distorsione antifase dedicato. Queste misure, ovviamente, hanno avuto effetto, ma non sono bastate. La soluzione cardine del problema della linearità è stata proprio l'invenzione di amplificatori con feedback e, soprattutto, la loro corretta implementazione pratica, cosa impossibile senza la creazione di una teoria adeguata ("non c'è niente di più pratico di una buona teoria!"). . Il primo passo nella costruzione della teoria è stato fatto da Harry Nyquist, che ha trovato un metodo ancora utilizzato per determinare la stabilità anche prima della chiusura dell'anello NF, basato sul tipo di risposta in frequenza e risposta di fase di un sistema aperto (Nyquist hodograph). Tuttavia, non tutto così semplice. Nonostante la semplicità e l'apparente ovvietà del principio di funzionamento del FOS, per ottenere realmente i benefici che si possono ottenere con il suo utilizzo, è stato necessario creare una teoria del feedback molto ampia, che non si riduce affatto a garantire stabilità ( mancanza di generazione). La sua costruzione fu praticamente completata dall'eccezionale matematico americano di origine olandese Hendrik Wade Bode solo nel 1945 [1]. Per comprendere la reale complessità dei compiti, notiamo che anche il primo brevetto di Black per un amplificatore con feedback, che non descrive tutti i problemi, ha il volume di un piccolo libro: contiene 87 pagine. A proposito, in totale, X. Black ha ricevuto 347 brevetti, una parte significativa dei quali riguarda specificamente l'implementazione di amplificatori con OOS. A fronte di un tale volume di lavoro, tutte le pretese dei moderni "sovvertitori delle fondamenta" che non hanno creato nulla di simile per livello, e spesso non hanno mai nemmeno letto (o non hanno capito) le opere di Black, Nyquist e Bode, sembrare almeno eccessivamente sicuro di sé. Pertanto, la domanda non riguarda l'utilizzo dell'OOS (in realtà esiste sempre, ma non sempre in modo esplicito), ma che questo utilizzo sia competente e porti il risultato desiderato. Quindi, a quale dei "non descritti nei libri di testo" dovresti prestare attenzione durante la progettazione e la valutazione della progettazione del circuito degli amplificatori con feedback? Innanzitutto, lo ricordiamo nella formula per il coefficiente di trasferimento (funzione di trasferimento) di un sistema di feedback H(s) = K(s)/[1+b(s)K(s)] compaiono numeri e funzioni complessi, vale a dire:
Per ottenere risultati corretti, i calcoli devono essere eseguiti secondo le regole dell'aritmetica dei numeri complessi [2], spesso dimenticata anche dagli autori dei libri di testo. Ad esempio, con un angolo di fase del guadagno di anello vicino a ±90°, ±270°, le non linearità di ampiezza dell'amplificatore originale vengono quasi completamente convertite in fasi uno (cioè, in modulazione di fase parassita, anche se indebolita di |bK| volte ). In questo caso, la modulazione dell'ampiezza parassita scompare praticamente e i risultati delle misurazioni della distorsione dell'intermodulazione possono essere 20 ... 30 dB più ottimistici di quanto non mostri effettivamente l'analizzatore di spettro (e l'udito nel caso di UMZCH). Sfortunatamente, questo è esattamente il caso della maggior parte delle UO e di molti UMZCH. Un buon esempio è l'amplificatore di feedback di corrente descritto da Mark Alexander [3]. Il livello effettivo di distorsione di intermodulazione (nell'abbreviazione inglese - IMD) di questo amplificatore su un segnale a due toni con frequenze di 14 e 15 kHz secondo l'analizzatore di spettro è di circa 0,01%, che è in buon accordo con la distorsione armonica rispetto a grafico della frequenza (circa 0,007% a una frequenza di 15 kHz). Se la distorsione di intermodulazione di questo amplificatore viene misurata utilizzando il metodo standard (solo modulazione di ampiezza), i valori IMD risultanti saranno molto più bassi. A una frequenza di 7 kHz, otteniamo solo uno 0,0002% trascurabile ea 15 kHz - circa lo 0,0015%, che è significativamente inferiore ai valori reali (rispettivamente circa 0,005 e 0,01%). Questo effetto è stato citato di sfuggita anche da Matti Otala [4]. Prossimo momento. È importante capire che il FOS non può ridurre il valore assoluto dei prodotti di distorsione e rumore portati in ingresso rispetto alla situazione in cui il loop FOS è aperto e i livelli di segnale in uscita sono gli stessi in entrambi i casi. A frequenze sufficientemente alte, il guadagno di qualsiasi amplificatore diminuisce; di conseguenza aumenta anche il segnale differenziale nell'amplificatore con retroazione. Pertanto, nella regione delle frequenze più alte, l'ingresso e gli stadi successivi inizieranno inevitabilmente a mostrare la loro non linearità, poiché l'aumento del segnale differenziale in un amplificatore con feedback è possibile quasi raddoppiare il valore di ingresso [5] a causa dello sfasamento . Notiamo anche che con un circuito di feedback chiuso, i prodotti di distorsione, soprattutto di ordine elevato, come i "denti" di commutazione dei bracci dello stadio di uscita, sono simili ai segnali di ingresso ad alta frequenza e il filtro passa-basso di ingresso non può aiuta qui. Ecco perché, al fine di prevenire un'espansione catastrofica dello spettro delle distorsioni di intermodulazione con l'introduzione del FOS, è altamente desiderabile fornire un decadimento più rapido dell'inviluppo dello spettro dei prodotti di distorsione senza FOS rispetto al tasso di decadimento del guadagno di loop. Questa condizione, purtroppo, non solo è poco conosciuta (Bode accenna solo ad essa, ritenendola ovvia), ma è anche estremamente raramente soddisfatta. Per lo stesso motivo, la correzione di frequenza introdotta per la stabilità non dovrebbe comportare un deterioramento della linearità dell'amplificatore su tutta la gamma di frequenze, fino alla frequenza di guadagno unitario e anche leggermente superiore. Il modo più ovvio per ottenere ciò è eseguire una correzione in modo tale da ridurre direttamente il valore del segnale in ingresso, come è stato fatto nel famoso amplificatore M. Otala (Fig. 1). Si noti che il "quench" del segnale differenziale all'ingresso della catena R6C1 qui utilizzato fornisce un risultato molto migliore rispetto al circuito di correzione della frequenza modello del tipo op-amp, nonostante la presenza nei circuiti di emettitore di stadi differenziali di condensatori boost C2, C4, C6, che aumentano notevolmente la non linearità dinamica.
Quanto sopra spiega l'opportunità di un ampio margine di linearità negli stadi precedenti a quelli in cui si forma il decadimento principale della risposta in frequenza - negli amplificatori con feedback, ciò è necessario innanzitutto per evitare un significativo ampliamento dello spettro dei prodotti di distorsione . Per aumentare la linearità degli stadi di ingresso, si consiglia spesso di utilizzare transistor ad effetto di campo in essi, tuttavia, questa raccomandazione ha senso solo quando si utilizzano transistor ad effetto di campo discreti con un'elevata tensione di taglio (più di 5 V) e impostare la modalità appropriata (circa la metà della corrente iniziale, tuttavia, l'amplificazione di uno stadio così piccolo). L'amplificazione delle cascate sui transistor bipolari con l'introduzione del feedback locale, fornendo la stessa pendenza effettiva e operando alla stessa corrente delle cascate sui transistor ad effetto di campo, fornisce sempre una linearità significativamente migliore, soprattutto alle alte frequenze, grazie a un migliore rapporto di capacità passante inclinare [6 ]. L'uso di amplificatori operazionali standard con un ingresso "campo", in cui i transistor di ingresso funzionano in una modalità di circa 0,6 ... in cui non più di 0,7 ... 0,1 V cadono sui resistori dell'emettitore. amplificatori operazionali di velocità con un ingresso "bipolare", la caduta di tensione attraverso i resistori dell'emettitore di solito non è inferiore a 0,2 ... 300 mV, quindi la linearità dei loro stadi di ingresso è maggiore e la loro capacità di ingresso è inferiore. È per questi motivi che gli amplificatori operazionali con ingresso di campo ad alta linearità e velocità (come OPA500 e AD655) sono generalmente costruiti come una combinazione di stadi a transistor bipolari con inseguitori della sorgente di ingresso. Per aumentare la linearità degli stadi di ingresso, è più efficace utilizzare la retroazione locale dipendente dalla frequenza, che fornisce contemporaneamente la necessaria diminuzione della risposta in frequenza e l'aumento della linearità (ad esempio, con induttori nei circuiti di emettitore degli stadi di ingresso [7]). La protezione ambientale locale dipendente dalla frequenza riduce la perdita di profondità della protezione ambientale complessiva nella banda di frequenza operativa; è applicabile sia negli stadi di amplificazione di tensione (ad esempio negli operazionali LM101, LM318, NE5534 [8]) che negli stadi di uscita (ad esempio negli operazionali OP275, LM12 e nei microcircuiti UMZCH TDA729x e LM3876/3886) . Pertanto, quando si sviluppa un amplificatore con feedback, è necessario garantire una linearità accettabile (almeno non peggiore di qualche punto percentuale) e una migliore stabilità delle caratteristiche senza feedback proprio nella regione di frequenza in cui il guadagno del loop è piccolo e non alle basse frequenze , dove il guadagno di loop è alto. Una serie di accorgimenti per migliorare la linearità alle basse e medie frequenze (ad esempio l'introduzione del cosiddetto tracking link in un amplificatore cascode) porta contemporaneamente ad un deterioramento della stabilità delle caratteristiche e (o) ad una diminuzione nella linearità in HF. Pertanto, la loro introduzione negli amplificatori con feedback non è pratica. Nel caso di utilizzo di OOS locali, per ottenere buoni risultati, è necessario ottimizzarne le caratteristiche di frequenza, poiché ognuna di esse non solo aumenta la linearità di questa cascata, ma riduce anche il guadagno di anello nel circuito OOS generale. Questo compito non è banale, non si può fare a meno di modellazione e ottimizzazione al computer molto accurate. Come regola di prima approssimazione, possiamo supporre che vicino all'opzione ottimale sia quella in cui il contributo di tutti gli stadi alla risultante distorsione dell'amplificatore con OOS (con un loop OOS chiuso!) sia approssimativamente lo stesso. Inoltre, per amplificatori con feedback comune, è di fondamentale importanza che non vi siano cadute di tracciamento dinamico nel circuito di feedback. Ciò significa che le non linearità dinamiche sono inaccettabili, portando a bruschi cambiamenti nelle caratteristiche, ad esempio a causa del blocco o della saturazione (quasi-saturazione) dei transistor, o per la comparsa di correnti di griglia nelle lampade quando un segnale viene applicato attraverso un condensatore di accoppiamento. Se per qualche ragione tali fenomeni non possono essere esclusi, è necessario adottare misure per livellare la loro influenza nelle regioni di frequenza in cui il guadagno di anello è piccolo (soprattutto nella regione di frequenza di guadagno unitario), utilizzando, ad esempio, la protezione ambientale locale. Un ottimo esempio è lo stadio di uscita push-pull NE5534 [8] basato su transistor con la stessa struttura di conducibilità. Sembrerebbe che la cascata sia molto non lineare: la spalla superiore è un inseguitore di emettitore, quella inferiore è un transistor con un emettitore comune. Tuttavia, a causa dell'aumento della profondità del FOS locale con la frequenza, anche le tracce di "passi" sono assenti nell'OS (ovviamente, a condizione che la scheda sia correttamente instradata). Pertanto, la principale fonte di distorsione in questo amplificatore risulta essere il più delle volte proprio il sovraccarico dello stadio di ingresso, che non contiene (per ridurre al minimo il rumore) resistori di emissione! Comunque sia, questo amplificatore operazionale non ha un aumento della distorsione nella banda di frequenza audio anche con un guadagno con un NFB di 40 dB (P = 0,01), quando la profondità dell'NFB totale a 20 kHz non lo fa superare i 30 dB. Le distorsioni in questo caso non superano lo 0,005% (e questo con un'oscillazione del segnale in uscita di 20 V da picco a picco) e il loro spettro è praticamente limitato dalla terza armonica. Allo stesso tempo, il collegamento di un carico fino a 500 ohm non ha quasi alcun effetto sulla distorsione. Tra gli altri difetti del circuito, l'isteresi dinamica (creata dalla maggior parte dei circuiti progettati per la commutazione "liscia" delle spalle degli stadi di uscita push-pull) è particolarmente pericolosa, così come il "cutoff centrale" che si verifica alle alte frequenze: un gradino ( una malattia standard degli stadi di uscita sui transistor composti secondo lo schema Shiklai o sulla base dell'amplificatore "parallelo"). Dal punto di vista della stabilità, questi difetti equivalgono alla comparsa di uno sfasamento aggiuntivo, che arriva fino a 80° ... 100°. In una serie di amplificatori operazionali e in alcuni modelli di potenti amplificatori, per ovviare a queste carenze, vengono utilizzati circuiti che bypassano elementi non lineari in RF (sistema operativo multicanale). La questione della scelta del tipo di risposta in frequenza dell'amplificazione ad anello è abbastanza ben trattata nella letteratura classica, ad esempio in [1]. La scelta del numero ottimale di stadi di amplificazione, tenendo conto della loro velocità relativa, e la progettazione di sistemi con FOS multicanale sono esaminati in dettaglio in [9], quindi daremo solo brevi informazioni di seguito. Poiché il nodo UMZCH "più lento" è il più delle volte un potente stadio di uscita, il numero ottimale di cascate nell'UMZCH dal punto di vista della linearità e della profondità del feedback non è certamente inferiore a tre (come stabilito da Bode, con velocità approssimativamente uguale di le cascate, un amplificatore a tre stadi è ottimale). Nel caso di eseguire la correzione con circuiti che bypassano le cascate sulla RF, il numero di cascate è limitato solo dalla complicazione del dispositivo. La suddivisione dell'anello FOS generale in più anelli locali, promossa da alcuni autori, è inopportuna nonostante la semplificazione del disegno. La copertura da parte del feedback "locale" di più di uno stadio nell'amplificatore, come mostrato da Bode, porta a una perdita di linearità potenzialmente ottenibile. Ad esempio, due cascate collegate in serie con un NFB locale di 30 dB ciascuna avranno ovviamente una linearità peggiore delle stesse due cascate coperte da un NFB totale di 60 dB nella stessa banda di frequenza. Naturalmente, ci sono alcune eccezioni a questa regola. Quindi, per la formazione della risposta in frequenza del guadagno d'anello, è utile utilizzare il feedback locale dipendente dalla frequenza, quando nella regione delle frequenze operative dell'amplificatore sono praticamente spente e non riducono la profondità ottenibile del feedback generale. Un altro esempio è che negli amplificatori a microonde realizzati su componenti discreti, lo sfasamento in eccesso introdotto dagli elementi attivi e dai circuiti passivi inizia a superare quello naturale, determinato dal decadimento della risposta in frequenza, e la profondità ottenibile dell'OOS complessivo è piccola. In questo caso, è più pratico utilizzare catene di FOS locali intrecciati invece di un FOS generale. Il margine di stabilità di fase alle alte frequenze per UMZCH non dovrebbe essere inferiore a 20 ° ... 25 ° (inferiore - inaffidabile) ed è non redditizio aumentare oltre 50 ° ... 70 ° (perdite evidenti nell'area di amplificazione, cioè in velocità e profondità OOS). Per aumentare la profondità dell'OOS nella banda di frequenza operativa, è consigliabile introdurre nella risposta in frequenza una sezione di amplificazione del loop con una pendenza di circa 12 dB per ottava. È ancora meglio formare la risposta in frequenza di un'amplificazione ad anello come una Bode cut o una Nyquist stabile (con uno sfasamento oltre i 180°), tuttavia la loro corretta implementazione è piuttosto complicata e quindi non sempre giustificata. Ecco perché UMZCH con una risposta in frequenza di amplificazione del loop Nyquist, per quanto è noto, non sono prodotti in serie. I progetti descritti in letteratura presentano notevoli limitazioni operative (in particolare, l'inammissibilità dei segnali ad alta frequenza in ingresso, lo scarso clipping della tensione di uscita). Rimuovere queste restrizioni è possibile, ma ingombrante. Un altro fattore di fattibilità molto importante spesso trascurato è la progettazione di cascate coperte da feedback. Dovrebbe garantire che non vi siano picchi risonanti parassiti al decadimento della risposta in frequenza e oltre la banda passante, costringendo, per garantire stabilità, ad abbassare artificialmente la velocità dell'amplificatore nel suo insieme (vedi esempi della risposta in frequenza di amplificatori loop feedback mostrati in Fig. 2). La presenza di picchi parassiti nella risposta in frequenza riduce drasticamente la profondità dell'OOS ottenibile senza autoeccitazione. La curva 1 mostra la possibilità di fornire un ampio margine di stabilità (10 dB) a una frequenza di guadagno unitario di circa 2 MHz. La profondità dell'OOS a 20 kHz è di almeno 40 dB. La curva 2 ha un picco parassitario, il cui fattore di qualità è di circa 20 (in realtà può essere anche di più). Affinché un amplificatore con una tale risposta in frequenza non venga eccitato (con un margine di stabilità di soli 2 ... 3 dB), il guadagno del loop e la larghezza di banda di feedback di un tale amplificatore dovranno essere ridotti di un fattore 20 rispetto alla curva 1, e la frequenza di probabile autoeccitazione sarà cento volte superiore alla frequenza nominale del guadagno unitario!
Riassumendo la breve rassegna, notiamo che qualsiasi progetto è un insieme di compromessi, quindi è molto importante che le soluzioni applicate siano collegate tra loro e il progetto sia un insieme unico. Per quanto riguarda UMZCH, ad esempio, non vi è alcun motivo particolare per raggiungere in modo specifico una profondità di feedback superiore a 80 ... 90 dB nella banda di frequenza audio, poiché la principale fonte di prodotti di distorsione in questo caso non saranno più gli elementi attivi, ma costruttivi, ad esempio, l'interferenza degli stadi di uscita push-pull. È chiaro che in tal caso, è più importante rifinire accuratamente il design, come si fa in uno dei progetti dell'autore [10] o negli amplificatori stranieri dei marchi Halcro e Dynamic Precision. Letteratura
Autore: S. Ageev, Mosca; Pubblicazione: radioradar.net
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