Studio di modelli PSpice di radioelementi analogici. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica

Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / microcontrollori

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Nel suo articolo ("Modelli PSpice per programmi di simulazione"in "Radio" n. 5-8, 2000) l'autore ha parlato delle regole per la costruzione di modelli di componenti analogici per la modellazione di programmi basati sul linguaggio PSpice. L'articolo proposto continua questo argomento. È dedicato ai metodi per studiare i modelli PSpice e metodi per costruire modelli di componenti per Questo è molto importante, poiché solo l'uso di modelli affidabili di componenti permette di ottenere risultati di simulazione adeguati.

Prima o poi, ogni radioamatore giunge alla conclusione: prima di installare l'elemento radio sulla scheda durante la fabbricazione del dispositivo, è necessario verificarne la funzionalità. Ciò salverà il dispositivo in futuro da guasti dopo l'applicazione dell'alimentazione o da lunghe ricerche per la causa della sua inoperabilità. A tale scopo, le imprese industriali organizzano il controllo in entrata parziale o completo degli elementi radio, il che è molto più semplice del mantenimento di un ampio staff di regolatori di apparecchiature altamente qualificati e altamente pagati.

L'approccio dovrebbe essere simile quando si modellano i circuiti elettronici. L'uso di modelli non verificati porta a perdere tempo a guardare grafici che non hanno nulla a che fare con la realtà. In questo caso, puoi trarre una conclusione errata sulla salute o sull'inoperabilità del dispositivo e prendere la decisione sbagliata. Pertanto, il controllo dell'input dovrebbe essere organizzato anche qui. In futuro, ciò ripagherà in termini di risparmio di tempo e affidabilità dei risultati della simulazione.

Le fonti per il rifornimento delle librerie personali possono essere modelli inclusi nelle librerie del pacchetto software di simulazione utilizzato, dalle librerie di altri programmi di simulazione ma compatibili - modelli che sono abbondantemente presentati su Internet sui siti Web delle aziende di sviluppatori di programmi di simulazione e produttori di componenti elettronici, pubblicati in pubblicazioni stampate e modelli autosviluppati. Allo stesso tempo, si può solo indovinare la loro qualità. Prima di utilizzare questi modelli, è opportuno testarli. È con questo approccio che c'è fiducia nei risultati ottenuti. Diventa chiaro: cosa può essere e cosa non può essere.

L'articolo proposto descrive alcuni metodi per testare modelli di elementi radio analogici discreti, fornisce schemi di misurazione e testi di attività di modellazione nel formato PSpice. Le attività sono configurate per modelli specifici di elementi radio, il cui test è descritto nell'articolo. Se altri elementi devono essere testati, i programmi dovrebbero essere migliorati. Non è difficile. Di norma, tutti i miglioramenti si riducono alla modifica dei limiti per la modifica di correnti, tensioni, tempo di analisi, scelta del carico, impostazione della modalità richiesta del modello del componente per la corrente continua. Se diventi creativo, alcuni test possono essere utilizzati per sviluppare nuovi test per altri modelli, inclusi modelli macro complessi.

MISURA DEL RECUPERO DIODI

Per valutare le proprietà dinamiche di un modello a diodi, è necessario misurare il suo tempo di recupero inverso. Facciamolo usando l'esempio di un modello di un diodo raddrizzatore KD212A. È noto che dopo aver cambiato la polarità della tensione applicata a un diodo reale da diretta a inversa, si chiude non istantaneamente, ma con un certo ritardo. In questo caso, una grande corrente può fluire per qualche tempo attraverso il diodo nella direzione opposta. Per KD212A secondo il libro di riferimento [1], il tempo di ripristino inverso è garantito a Uobr=200 V, Ir=2 A, non più di 300 ns.

Ora controlliamo il modello di questo diodo. Creiamo condizioni di misurazione vicine a quelle in cui i parametri del diodo KD212A sono riportati nel libro di riferimento. Per fare ciò, applichiamo al modello a diodo (Fig. 1, Tabella 1) un impulso di tensione multipolare con un'ampiezza di 200 V attraverso un resistore con una resistenza di 100 Ohm.

Iniziamo il processo di simulazione e vediamo come cambierà la corrente del diodo (Fig. 2).

In effetti, c'è un caratteristico picco di corrente nella direzione opposta sul grafico. La sua durata è il tempo di recupero inverso. Il picco di corrente quando il diodo è acceso è spiegato dalla ricarica della sua capacità di barriera. La corrente del diodo modello viene misurata in ampere e la tensione viene misurata in centinaia di volt. Per costruire due curve (corrente e tensione) su un grafico, la tensione deve essere divisa per 100 utilizzando il processore grafico. Si può vedere dai grafici che il tempo di recupero inverso è di circa 33 ns. I risultati corrispondono alla realtà, sebbene il tempo di recupero inverso sia molto inferiore al passaporto 300 ns.

Qui, in generale, si manifesta chiaramente il problema dell'utilizzo delle informazioni dei libri di riferimento nazionali per costruire modelli. Di norma, tutti i parametri impostati "non più" o "non meno" non possono essere utilizzati per costruire modelli matematici, poiché riflettono principalmente il desiderio degli sviluppatori di andare sul sicuro. Pertanto, è meglio provare a utilizzare modelli creati dai produttori o eseguire misurazioni indipendenti.

Se questo diodo viene utilizzato, ad esempio, in un raddrizzatore, la presenza di tali picchi porta ad un aumento del rumore di commutazione. Questo viene solitamente risolto collegando un condensatore shunt in parallelo al diodo (Fig. 3).

Vediamo cosa dà (Fig. 4).

Si vede che la situazione sta cambiando, ma non drasticamente. Ovviamente, il guasto durante il passaggio allo stato diretto è associato alla ricarica del condensatore C1. Il compito per la modellazione (Tabella 2) è composto da due inclusi uno dopo l'altro.

Il secondo compito è solo una copia del primo, a cui viene poi aggiunto il condensatore C1, collegato in parallelo al diodo. È conveniente farlo, poiché tutti i grafici dopo il calcolo verranno visualizzati contemporaneamente.

CARATTERISTICHE VOLT-FARAD DEL MODELLO VARICAP

Un'altra importante caratteristica di un diodo è la dipendenza della capacità della giunzione p-n dalla tensione applicata in direzione opposta. Per dispositivi come varicaps, questa è la dipendenza principale. Costruiamo la caratteristica capacità-tensione per il modello varicap 2V104A. Applichiamo al modello a diodi (Fig. 5) una tensione linearmente crescente ad una velocità di 10 V/μs con un'ampiezza di 50 V applicata nella direzione opposta. In questo caso, la giunzione p-n sarà chiusa e la corrente attraverso il diodo, a causa della resistenza inversa molto elevata, sarà praticamente puramente capacitiva e sarà determinata dall'equazione ld \u10d CdV'(t), dove V' (t) è il tasso di aumento della tensione (107 V /μs=XNUMX V/s).

Risolviamo questa equazione per Сd, otteniamo Сd=Id/V'(t).

Da qui otteniamo la formula per la capacità del diodo: Cd \u107d Id / XNUMX.

O infine, tenendo conto della dimensione, Sd (pF) \u0,1d XNUMX Id (μA).

Componiamo ed eseguiamo l'attività di simulazione (Tabella 3), quindi vediamo come la corrente del diodo cambierà nel tempo (Fig. 6).

La corrente sarà molto piccola e per vederla contemporaneamente alla tensione, i suoi valori devono essere moltiplicati per la GPU per 1000. Poiché la dipendenza della tensione applicata dal tempo è lineare, sostituiremo il tempo sull'asse X con la tensione della sorgente V1. Quindi dividiamo i valori correnti per 10. Di conseguenza, otteniamo la caratteristica capacità-tensione del diodo (Fig. 7), dove lungo l'asse il valore corrente in microampere sarà numericamente uguale alla capacità di il diodo in picofarad.

Il manuale [1] indica che con una tensione inversa di 4 V, la capacità del varicap è compresa tra 90 e 120 pF. Secondo il grafico del modello, otteniamo 108 pF. E questo suggerisce che il modello in studio in questo parametro corrisponde alle proprietà di un vero varicap.

CARATTERISTICHE DI SATURAZIONE DEL MODELLO A TRANSISTOR BIPOLARE

Quando si progettano interruttori senza contatto, è importante conoscere le caratteristiche della modalità di saturazione del transistor. Questi parametri sono decisivi per la scelta di un transistor di commutazione nei convertitori di impulsi e nei dispositivi di commutazione del carico.

Affinché un tale dispositivo abbia un'alta efficienza. Il transistor di commutazione deve trovarsi nello stato Completamente aperto o Completamente chiuso e passare da uno stato all'altro il più rapidamente possibile. Nello stato completamente aperto, il transistor dovrebbe essere saturo. La potenza dissipata su di esso è determinata dal prodotto della corrente di collettore e della tensione di saturazione della sezione collettore-emettitore a una data corrente di collettore, più una potenza aggiuntiva, determinata dalla corrente di base, necessaria per mantenere il transistor in saturazione . È uguale al prodotto della tensione di saturazione di base e della corrente di base. A volte la potenza aggiuntiva spesa per pilotare il transistor è piuttosto significativa. Questo è uno svantaggio significativo dei transistor bipolari.

Nei libri di consultazione, la tensione di saturazione è interpretata in modo ambiguo. Di solito è indicato a una certa corrente di base e di collettore, oppure vengono tracciati i grafici della tensione di saturazione (Ukenas e Ubenas) sulla corrente di base a una corrente di collettore fissa, oppure vengono tracciate le dipendenze di Ukenas e Ubenas sulla corrente di collettore con una saturazione coefficiente di Knas=10 per transistor di bassa potenza (per quelli potenti - Knas= 2).

Costruiamo la dipendenza della tensione di saturazione del collettore-emettitore e dell'emettitore di base dalla corrente di base per il modello di un potente transistor bipolare KT838A, ampiamente utilizzato negli alimentatori secondari a impulsi, i cui parametri dipendono in gran parte dagli indicatori di qualità del transistor di commutazione. Il riferimento [2] ne elenca i parametri: Ubenas (a Ik=4,5 A; Ib=2 A) - non più di 1,5 V; Ukenas (a Ik=4,5 A; Ib=2 A; T=+25 °C) - non più di 1,5 V; Ukenas (a Ik = 4,5 A; Ib = 2 A; T = -45 ° C e T = + 100 ° C) - non più di 5 V.

Utilizzando lo schema di misurazione (Fig. 8, Tabella 4), calcoliamo queste dipendenze.

I risultati ottenuti (Fig. 9) non contraddicono i dati di riferimento. Ovviamente, un forte aumento della tensione collettore-emettitore con una diminuzione della corrente di base è dovuto all'uscita del transistor dalla modalità di saturazione.

Ora costruiamo la dipendenza della tensione di saturazione del collettore-emettitore e base-emettitore dei modelli di potenti transistor bipolari KT838A e più moderni KT8121A2 dalla corrente del collettore a un fattore di saturazione fisso pari a due. Nel manuale [2] per il transistor KT838A, sfortunatamente, non esiste tale caratteristica, ma esiste per KT8121A2. Confrontiamo i modelli di transistor con questo indicatore.

Utilizzando il circuito di misurazione (Fig. 10), prendiamo il rapporto tra la corrente del collettore e la corrente di base pari a due, utilizzando per questo una sorgente di corrente dipendente controllata dalla corrente F1 con un coefficiente di trasferimento di 0,5.

Il controllo sarà la corrente attraverso la sorgente di tensione V1 con tensione zero (questo è il requisito di PSpice). Variando la corrente di sorgente I1 nell'intervallo da 0,1 a 10 A (e quindi la corrente di base da 0,05 a 5 A), calcoliamo come cambierà la tensione alla base e al collettore del transistor. Usiamo le capacità della direttiva .DC per questo.

L'attività di modellazione (Tabella 5) consiste in due, collegati in serie uno dopo l'altro, per i transistor KT838A e KT8121A2. In questo caso, le caratteristiche di entrambi i dispositivi appariranno contemporaneamente su un'unica schermata (Fig. 11).

Si può vedere dai grafici che il transistor KT8121A2 ha caratteristiche migliori in modalità saturazione rispetto al KT838A. Con una corrente di collettore di 4,5 A, la tensione di saturazione dell'emettitore collettore KT838A è di circa 2,1 V e KT8121A2 è di circa 0,5 V. Pertanto, è preferibile utilizzare il transistor KT8121A2 per costruire interruttori potenti, poiché ci sarà meno potenza dissipato su di esso.

CARATTERISTICHE VOLT-AMPERE DI UN POTENTE MODELLO A TRANSISTOR DI CAMPO

Le tabelle degli analoghi dei transistor domestici e importati sono fornite in abbondanza in varie fonti stampate e su Internet. Sorge una domanda abbastanza ovvia: è possibile utilizzare modelli analogici assegnando loro i nomi dei transistor domestici? A tavola. 6 mostra analoghi importati di potenti transistor ad effetto di campo. Questa tabella è buona perché i modelli di molti analoghi possono essere trovati nelle librerie OrCAD-9.2. Tali transistor sono utilizzati principalmente nella commutazione di alimentatori per televisori, videoregistratori e monitor.

L'autore era interessato al transistor KP805A, poiché il transistor BUZ2541 si è guastato nell'alimentazione del suo televisore SONY KV-E90. Proviamo a confrontare almeno approssimativamente i parametri principali di KP805A con le caratteristiche dei modelli di analoghi importati dalla tabella. Il modello di transistor MTP6N60E è stato trovato sul sito Web tntusoft, il modello di transistor BUZ90 è stato trovato nella libreria siemens.lib e il modello di transistor IRFBC40 è stato trovato nella libreria pwmos.lib. Nonostante il fatto che i transistor siano presentati nella tabella come analoghi, i loro modelli sembrano molto diversi.

I modelli di transistor MTP6N60E e BUZ90 sono rappresentati da modelli macro molto complessi (Fig. 12, Fig. 13) e il modello di transistor IRFBC40 è il più semplice, costruito sulla base del modello integrato. Vediamo, allo stesso tempo, come questo influenzerà i loro parametri.

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Innanzitutto, costruiamo una famiglia di caratteristiche di corrente-tensione di uscita dei modelli di questi transistor collegati secondo un circuito a sorgente comune (Fig. 14).

La caratteristica di uscita di un transistor ad effetto di campo è la dipendenza della corrente di drain dalla tensione di drain a una tensione di gate fissa. Una famiglia di caratteristiche di uscita è formata tracciando grafici per diversi valori della tensione di gate. Creiamo un'attività per la modellazione (Tabella 7) ed eseguiamola. Al variare della tensione di gate, la curva cambierà caratteristicamente (Fig. 15 - 17), formando una famiglia di parametri di uscita.

Per tracciare le caratteristiche di diversi transistor, è necessario manipolare il segno "*" (asterisco) nel programma nelle linee di connessione dei modelli di transistor. Confrontando le dipendenze si nota che il modello a transistor MTP6N60E ha un'amplificazione inferiore (almeno il doppio) e riflette il fenomeno di breakdown elettrico alla tensione dichiarata Uc e max=600 V, mentre nel modello a transistor IRFBC40 il fenomeno di breakdown elettrico non appare. Nel senso di tener conto del fenomeno del guasto elettrico, il primo modello è più in linea con la realtà. Tuttavia, è troppo presto per affermare che i modelli di questi transistor diano caratteristiche simili. L'unica cosa che hanno in comune è che alla corrente dichiarata Ic=6 A e tensione U3i=10 V, i loro valori di tensione drain-source sono approssimativamente uguali, pari a circa 6 V per MTP60N5,6E, e circa 40 V per l'IRBC5,8.

Il modello di transistor BUZ90 della libreria siemens.lib, a quanto pare, non ha molto successo e viene normalmente calcolato quando la tensione di drain cambia solo fino a 100 V. Se si espande l'intervallo sopra i 120 V, non è possibile ottenere le normali caratteristiche di uscita (Fig. 17), e il processo di calcolo è molto lento nel tempo. E questo nonostante il modello sia incluso nella libreria proprietaria siemens.lib, fornita con la distribuzione OrCAD. L'uso di un tale modello in futuro potrebbe portare a problemi con l'ottenimento di risultati. È consuetudine credere nelle librerie di marca, quindi non sarà facile spiegare il comportamento del dispositivo simulato. Ciò suggerisce la conclusione che qualsiasi modello, anche proveniente da una fonte affidabile, deve essere testato prima di essere utilizzato.

Costruiamo ora le caratteristiche transitorie dei transistor MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90. Lo schema di misurazione è mostrato in fig. 14 e il compito per la modellazione - nella tabella. 8.

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Differenziamo queste dipendenze e otteniamo i grafici del cambio di pendenza (Fig. 18 - 20).

Alla corrente di 2 A si ha S(MTP6N60E)=3000 mA/V; S(IRFBC40)=2040mA/V; S(BUZ90)=2050mA/V. Secondo il manuale [2], KP805A ha una pendenza caratteristica di 2500 mA/V. I valori sembrano vicini. Ma questo è solo a un certo punto!

Quali conclusioni si possono trarre da ciò? A giudicare dalle caratteristiche corrente-tensione dei modelli di transistor MTP6N60E, IRFBC40, BUZ90, è difficile presumere che si tratti degli stessi dispositivi. Tuttavia, la reale esperienza di sostituzione durante la riparazione delle apparecchiature conferma la loro intercambiabilità nella commutazione degli alimentatori. Per quanto riguarda l'uso di modelli analogici come modello del transistor domestico KP805A, questo non può essere fatto direttamente, poiché esiste una differenza significativa nelle loro caratteristiche corrente-tensione.

I modelli di transistor MTP6N60E e IRFBC40 si sono rivelati efficienti e, in generale, riflettono le proprietà di alcuni tipici MOSFET di potenza in termini di parametri e sono adatti per la simulazione. Sono i loro modelli, come quelli di maggior successo, che potranno essere utilizzati in futuro come prototipi per creare modelli di transistor ad effetto di campo domestici. Il modo più semplice è selezionare i parametri del modello con successivi test e confronto con le caratteristiche di un dispositivo reale da un riferimento affidabile. Un semplice modello KP805A (utilizzando il modello IRFBC40 come prototipo) può essere creato utilizzando il programma PART MODEL EDITER, che fa parte del pacchetto OrCAD. E se si tiene conto del guasto elettrico al suo interno collegando il diodo, si ottiene un modello completamente "lavorabile".

DIPENDENZA DELLA RESISTENZA DI CANALE DI UN MODELLO DI TRANSISTOR A FET DI CAMPO DALLA TENSIONE DEL GATE

Per analogia con l'esempio precedente, costruiamo le caratteristiche corrente-tensione di uscita del transistor KP312A (Fig. 21, Tabella 9). Si può vedere dai grafici che i transistor ad effetto di campo hanno una regione di resistenza controllata molto simmetrica rispetto allo zero a bassa tensione di drain |Usi |<|Usu us | /2.

I canali FET si comportano quasi come resistori lineari, la cui resistenza dipende dalla tensione di gate. Se la polarità della tensione di drain viene invertita, la linearità del resistore non viene violata. Pertanto, su un transistor ad effetto di campo, è possibile implementare un resistore variabile controllato elettricamente funzionante in corrente continua e alternata. Questa interessante proprietà viene spesso utilizzata in vari sistemi di controllo automatico. Va comunque ricordato che per i transistor ad effetto di campo con giunzione p-n di controllo deve essere soddisfatta la condizione | Uzi | < | Usi | + 0,5 V. In caso contrario, se esposti alla tensione di drain inversa, la sezione della giunzione p-n di controllo vicino allo scarico sarà così aperto che nel circuito di scarico fluirà una significativa corrente di gate forward, distruggendo la linearità del resistore. La tensione diretta sulla giunzione pn del silicio, non superiore a 0,5 V, non crea una corrente diretta significativa.

A questo proposito, è interessante la dipendenza della resistenza del canale del transistore dalla tensione di gate. Costruiamolo. La particolarità di un tale esperimento è che è impossibile visualizzare il grafico della resistenza del canale del transistor ad effetto di campo direttamente sullo schermo del postprocessore grafico PSpice, ma è possibile ottenere il suo equivalente elettrico. Dividi la tensione di drain per la corrente di drain RDS=UD(J2)/ID(J2) per ottenere la resistenza. Questo metodo è universale e può essere utilizzato per misurare la resistenza in altri modelli, inclusi i modelli macro. Pertanto, avrai bisogno di un partitore di tensione con una funzione A / V e un convertitore corrente-tensione.

Ora elaboreremo uno schema di misurazione (Fig. 22). Il convertitore corrente-tensione, realizzato sulla base di una sorgente di tensione controllata dalla corrente H1 (INUT), è collegato dall'ingresso di misura in parallelo alla sorgente di tensione zero, che è collegata al circuito di drain del transistor ad effetto di campo . Questo è il requisito di PSpice quando si misura la corrente. Modificando la tensione di gate (sorgente di tensione V1) e impostando valori diversi della tensione di drain (sorgente di tensione V3), otteniamo la corrispondente famiglia di caratteristiche di resistenza del canale del transistor ad effetto di campo KP312A (uscita del partitore di tensione A / B) .

Quando compiliamo un compito per la modellazione (Tabella 10), progettiamo il divisore (Fig. 23) come un macromodello separato .SUBCKT DIVIDE A B A/B, dove A e B sono gli input del divisore; A/B è la sua uscita. Questo ci permetterà di riutilizzare il divisore in vari esperimenti in futuro.

Misureremo la resistenza nella modalità di analisi transitoria secondo la direttiva .TRAN. In questo caso, la tensione della sorgente V1 aumenterà in proporzione al tempo e, di conseguenza, la corrente di drain del transistor. La tensione di drain secondo la direttiva .STEP V3 LIST -0.5 0.5 1 1.5 2 cambierà in base all'elenco specificato in essa nella regione della resistenza controllata (vedere Fig. 21).

Applichiamo la tensione di drain all'ingresso A del divisore e la tensione dall'uscita INUT, proporzionale alla corrente di drain, all'ingresso B. All'uscita del divisore otteniamo una tensione proporzionale alla resistenza dell'effetto di campo canale a transistor. In questo caso, la tensione in volt corrisponde alla resistenza in ohm e in kilovolt alla resistenza in kiloohm.

Eseguendo l'attività di simulazione, otteniamo la famiglia di caratteristiche richiesta (Fig. 24).

Dai grafici si può vedere che la resistenza del canale aumenta man mano che la tensione di gate si avvicina alla tensione di interruzione, che per questo modello è -5 V. E questo è comprensibile, perché il transistor si spegne. Nell'intervallo da 0 a -1,5 V, si può distinguere una regione relativamente lineare di variazione della resistenza. La tensione di drain influisce anche sulla resistenza del canale, con un aumento della tensione di drain, aumenta. Questo è in buon accordo con le caratteristiche teoriche e pratiche dei transistor ad effetto di campo [3, 4]. In alcuni libri di riferimento, invece dei grafici di resistenza, vengono fornite dipendenze di conduttività. Ovviamente, se scambiamo gli ingressi A e B del divisore, otterremo grafici di conducibilità.

DIPENDENZA DELLA RESISTENZA DEL CANALE DEL MODELLO A TRANSISTOR DI CAMPO DALLA CORRENTE DI SCARICO

Usando l'esperimento precedente, tracciamo le dipendenze della resistenza del canale del modello del transistor ad effetto di campo sulla corrente di drain. Elaboriamo uno schema di misurazione appropriato (Fig. 25). Qui tutto è uguale al caso precedente, solo includeremo una sorgente di corrente I1 linearmente crescente nel circuito di drain.

La misurazione della resistenza viene eseguita nella modalità di analisi transitoria secondo la direttiva .TRAN. In questo caso, la corrente del generatore di corrente I1 aumenterà in proporzione al tempo e, di conseguenza, la corrente di drain del transistor ad effetto di campo. Ovviamente cambierà anche la tensione di drain. Applichiamo la tensione di drain all'ingresso A del divisore e la tensione dall'uscita INUT, proporzionale alla corrente di drain, all'ingresso B. All'uscita del divisore otteniamo una tensione proporzionale alla resistenza dell'effetto di campo canale a transistor. La tensione in volt corrisponde alla resistenza in ohm e in kilovolt alla resistenza in kiloohm.

Eseguendo l'attività di simulazione (Tabella 11), otteniamo le curve (Fig. 26): questo è il risultato desiderato.

Si può vedere dai grafici che con un aumento della tensione di chiusura al gate del transistor ad effetto di campo, la resistenza del canale aumenta, ovviamente, come dovrebbe essere. Allo stesso tempo, nell'intervallo di tensione di gate da 0 a -0,5 V, praticamente non dipende dalla tensione di drain, quindi il canale FET in tali condizioni si comporta come un resistore lineare.

CARATTERISTICHE DI RUMORE DEL TRANSISTOR DI CAMPO

Quando si progettano dispositivi di amplificazione, è importante tenere conto delle proprietà di rumore dei componenti, poiché dopo l'amplificazione è necessario ottenere un buon rapporto segnale-rumore. È noto che gli elementi attivi danno il contributo principale al rumore. Il rumore del dispositivo di amplificazione risulterà piccolo se nel primo stadio è installato il dispositivo attivo meno rumoroso. I transistor ad effetto di campo sono spesso usati per questi scopi.

Il rumore intrinseco di un transistor ad effetto di campo può essere suddiviso condizionatamente in termico, eccesso e scatto. Il rumore termico è causato dal movimento caotico dei portatori di carica, che crea fluttuazioni di corrente e tensione. Alle frequenze operative medie del FET, questa sorgente di rumore è la principale.

Il rumore eccessivo (o rumore 1/f) domina nella regione delle basse frequenze, la sua intensità aumenta approssimativamente inversamente con la frequenza. La fonte di questo rumore è rappresentata da cambiamenti locali arbitrari nelle proprietà elettriche dei materiali e nei loro stati superficiali. Dipende in gran parte dalla perfezione della tecnologia e dalla qualità delle materie prime, ma in linea di principio non può essere completamente eliminata. Per i moderni transistor ad effetto di campo con giunzione p-n di controllo, il rumore in eccesso supera il rumore termico solo a frequenze inferiori a 100 Hz, per i transistor MOS è più intenso e inizia a manifestarsi notevolmente da frequenze inferiori a 1 ... 5 MHz.

Il rumore di sparo è generato dalla corrente di dispersione del gate. Per i transistor ad effetto di campo, è relativamente piccolo, quindi di solito non viene preso in considerazione, tuttavia, alle alte frequenze, quando la capacità di gate inizia a svolgere un ruolo significativo, può essere evidente.

Facciamo un esempio di confronto delle proprietà del rumore dei modelli di transistor ad effetto di campo con una giunzione pn di controllo: J2N3824 giapponese e KP312A domestico. Nel circuito di misurazione (Fig. 27), il transistor è collegato a una sorgente comune e opera su un carico con una resistenza di 1 kOhm.

Utilizzando le funzionalità delle direttive .AC e .NOISE, comporremo un'attività di modellazione (Tabella 12), con l'aiuto della quale calcoleremo la densità spettrale della tensione di rumore di uscita Su out (f), V2 / Hz.

Dai grafici (Fig. 28) si può vedere che i transistor sono vicini nelle proprietà del rumore, quindi, da questo punto di vista, il transistor KP312A è un vero e proprio sostituto del J2N3824.

Quando si calcola il livello di rumore interno, i nomi delle variabili di output hanno una forma standard:

• INOISE - livello equivalente di tensione o corrente di rumore all'ingresso, pari a (Sin equiv(f))1/2;
• ONOISE - livello di tensione di rumore in uscita, pari a (Su out(a))1/2;
• DB(INOISE) - livello equivalente di tensione o corrente di rumore all'ingresso in decibel;
• DB(ONOISE) - livello di tensione del rumore in uscita in decibel.

Nel programma Probe, la radice quadrata della densità spettrale di tensione e corrente del rumore interno viene visualizzata come V(INOISE), I(INOISE), V(ONOISE).

Per tracciare entrambe le curve sullo stesso grafico, è più semplice inserire due compiti uno dopo l'altro nel compito di modellazione semplicemente copiando il buffer e sostituendo il nome del modello di interesse in ciascuna parte.

USCITA VOLT-AMPERE CARATTERISTICHE DI BSIT

I MOSFET hanno caratteristiche vicine all'ideale per un interruttore, per il quale sono ampiamente utilizzati. Tuttavia, nei moderni dispositivi di conversione di potenza, i requisiti per gli interruttori sono molto severi. Devono funzionare ad alta frequenza, ad alta corrente ed essere economici. Lo svantaggio principale dei MOSFET è la tensione drain-to-source consentita relativamente bassa. Inoltre, la resistenza di un transistor aperto aumenta in proporzione al quadrato di questa tensione. Nei migliori casi di transistor ad effetto di campo ad alta tensione ad alta potenza, la tensione di saturazione alla corrente nominale raggiunge diversi volt, rispettivamente, dissipano più potenza. A questo proposito, i transistor bipolari sono significativamente superiori a quelli di campo.

Naturalmente, è nata l'idea di combinare le proprietà di questi dispositivi in ​​\uXNUMXb\uXNUMXbun unico pacchetto. Di conseguenza, è stato creato un transistor bipolare controllato da MOS, chiamato IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor - transistor bipolare a gate isolato). Nella letteratura domestica, si chiama BSIT - transistor bipolare staticamente indotto.

Strutturalmente, l'LSIT è un transistor bipolare, controllato da un MOSFET a bassa tensione (Fig. 29). Il risultato è un dispositivo che combina i vantaggi dei transistor ad effetto di campo e bipolari. Gli LSIT non hanno praticamente corrente in ingresso, hanno eccellenti caratteristiche dinamiche fino a frequenze di 20...50 kHz. Le perdite in essi crescono in proporzione alla corrente e non al quadrato della corrente, come nei transistor ad effetto di campo. La tensione massima sul collettore LSIT è limitata solo dal guasto tecnologico.

Oggi i BSIT sono prodotti per una tensione nominale di 2000 V o più. Alla corrente nominale, la loro tensione di saturazione non supera 2 ... 3 V. Nella tabella. 13 mostra le caratteristiche elettriche di alcuni comuni transistor BLIT e, per confronto, l'ultima riga mostra i parametri di un potente transistor ad effetto di campo BUZ384.

Costruiamo una famiglia di caratteristiche di uscita di modelli di un transistor bipolare indotto staticamente APT30GT60 e un potente transistor ad effetto di campo BUZ384:

Sulla fig. 30, 31 mostra gli schemi di misurazione e nella tabella. 14, 15 viene fornito il testo dell'attività per la modellazione. La tensione di gate dei transistor è un parametro che forma la famiglia CVC. Viene modificato nell'intervallo da 4,5 a 6 V con incrementi di 0,5 V e la tensione sul collettore (e, di conseguenza, sullo scarico) è nell'intervallo da 0 a 50 V.

Di conseguenza, otteniamo le caratteristiche di uscita del modello LSIT APT30GT60 (Fig. 32) e del modello di transistor ad effetto di campo BUZ384 (Fig. 33).

I grafici mostrano che i modelli riflettono davvero le proprietà dei dispositivi reali e dimostrano la superiorità dell'LSIT rispetto ai transistor ad effetto di campo quando entrambi i dispositivi funzionano in modalità di commutazione. Quindi, a una corrente di 10 A, la tensione di saturazione per APT30GT60 LSIT è di circa 2,4 V e per il transistor ad effetto di campo BUZ384 è di 5,6 V. I valori differiscono rispettivamente di circa 2,3 volte nello stato aperto a una corrente di 10 A, il transistor APT30GT60 dissiperà 2,3 volte meno potenza.

CARATTERISTICHE DI COMMUTAZIONE DI BSIT

Spesso, i transistor bipolari indotti staticamente vengono utilizzati per operare in modalità di commutazione. Controlliamo (Fig. 34) come funziona con un carico induttivo.

Applicheremo un impulso trapezoidale con un fronte ripido e un leggero decadimento all'ingresso. Il compito per la modellazione è riportato in Tabella. 16, e i risultati sono mostrati in fig. 35.

I grafici risultanti confermano ancora una volta che un transistor che opera su un carico induttivo dovrebbe essere selezionato con un margine di tensione.

CREAZIONE DI MODELLI DI COMPONENTI A MICROONDE

I modelli PSpice di componenti elettronici possono essere suddivisi in statici e dinamici, a bassa frequenza e ad alta frequenza, per segnali piccoli e grandi. Tale classificazione consente di organizzare una serie gerarchica di modelli che si differenziano per i costi computazionali e consentono la transizione da un modello all'altro nel corso della modellazione. Ovviamente, il più accurato e versatile di questa serie è il modello dinamico ad alta frequenza di un segnale di grandi dimensioni.

I modelli dinamici di un segnale di grandi dimensioni sono descritti da equazioni non lineari e richiedono un tempo di calcolo maggiore. In PSpice, tali modelli sono usati principalmente per calcolare i modi DC e analizzare i transitori.

I modelli per piccoli segnali sono molto più semplici. Sono descritti da equazioni lineari. Solitamente vengono utilizzati nei calcoli quando si applicano piccoli incrementi del segnale, quando la CVC del dispositivo può essere considerata lineare in prossimità del punto di lavoro. In PSpice, tali modelli vengono utilizzati per calcoli nel dominio della frequenza, nonché per calcolare la sensibilità e le funzioni di trasferimento per la corrente continua a piccoli segnali.

Modelli PSpice integrati di componenti passivi e attivi - modelli dinamici di segnale di grandi dimensioni. Sono validi per frequenze non molto alte. Tuttavia, i radioamatori padroneggiano da tempo la portata delle microonde, quindi è abbastanza logico imparare a creare modelli di componenti discreti che "funzionano" a frequenze più alte: modelli dinamici ad alta frequenza di un segnale ampio.

I calcoli a frequenze superiori a 100 MHz richiedono di tenere conto di vari effetti parassiti (induttanza del conduttore, capacità da conduttore a conduttore, ecc.). Per resistori discreti di piccola resistenza, è necessario, prima di tutto, tenere conto dell'induttanza dei conduttori. In prima approssimazione, può essere calcolato con la formula Lv \u2d 4h[ In (0,75h / d) -1], dove h e d sono rispettivamente la lunghezza e il diametro del piombo, in cm, Lv è l'induttanza del piombo, in nH. Spesso, nei calcoli, si presume che l'induttanza lineare dei conduttori sia approssimativamente uguale a 200 nH / mm. A frequenze superiori a 10 MHz, la reattanza induttiva dei conduttori è superiore a 36 ohm, il che può essere significativo se la resistenza nominale del resistore è piccola. Per resistori ad alta resistenza, i parametri sono gravemente influenzati dalla capacità interterminale St. Il modello completo ad alta frequenza di un resistore discreto è mostrato in fig. XNUMX.

La capacità parassita deve essere presa in considerazione nei resistori a film dei circuiti ibridi e nei resistori di diffusione dei circuiti integrati ad alta frequenza. Se il resistore di diffusione è isolato da una giunzione p-n, questa è la capacità non lineare della giunzione isolante. In questo caso, a temperature elevate, può essere necessario tenere conto anche della corrente inversa di transizione. Infine, in alcuni casi, si dovrebbe tener conto anche delle proprietà rettificatrici della transizione, se in alcuni momenti può aprirsi.

A rigor di termini, alle alte frequenze, il resistore si comporta come una linea RC distribuita. Tuttavia, è poco consigliabile utilizzare modelli multisezione di linee lunghe. Molto buono - modello concentrato a forma di U (Fig. 37, 38). Qui C è la capacità totale dell'isolamento. È diviso in due condensatori a mezzo condensatore. I diodi D1 e D2 sono uguali. L'area di ciascuno di essi è pari alla metà dell'area della giunzione pn isolante. P - uscita del substrato.

Nei modelli ad alta frequenza di condensatori discreti, si dovrebbe tenere conto della resistenza di perdita r e dell'induttanza di piombo Le, e in alcuni casi, quando il condensatore viene utilizzato nei circuiti di temporizzazione, anche della resistenza di dispersione Ry (Fig. 39) In integrato circuiti, i condensatori sono solitamente implementati da giunzioni p-n polarizzate inversamente. Quando li modelli, dovresti usare modelli a diodi.

Nel modello ad alta frequenza di un induttore discreto, è necessario tenere conto della resistenza attiva dell'avvolgimento r e della capacità interturn C (Fig. 40).

I modelli a transistor integrati sono generalmente validi fino a frequenze di 30 ... 100 MHz. Sulla fig. 41 mostra il circuito equivalente di un modello non lineare ad alta frequenza di un transistor bipolare. Qui C1-C3, R1-R3 sono la capacità equivalente e la resistenza di dispersione tra i terminali del transistor. Questi elementi sono inclusi solo se il transistor è realizzato in un alloggiamento. LE0, LC0, LB0 - induttanza equivalente delle uscite, rispettivamente, dell'emettitore, del collettore e della base. Sono calcolati utilizzando la formula sopra per calcolare l'induttanza di uscita di un resistore discreto.

A frequenze di diverse centinaia di megahertz, almeno l'induttanza LE0 deve essere sempre presa in considerazione, poiché ad alta corrente la resistenza di emettitore del transistor è all'incirca uguale o anche inferiore.

LE e LB, che costituiscono le unità nano-henry, sono l'induttanza dei conduttori interni che collegano l'emettitore e la base ai conduttori esterni. CCE e CCB - capacità interna tra le piazzole di contatto, rispettivamente, dell'emettitore e della base e il contatto del collettore.

Tali circuiti equivalenti, che tengono conto degli effetti ad alta frequenza, sono progettati come un modello macro e utilizzati al posto dei modelli di componenti convenzionali. Credo che i lettori che hanno familiarità con l'articolo "Modelli Pspice per programmi di simulazione" in "Radio" n. 5-8 per, 2000, non avranno difficoltà a scrivere da soli i testi dei macro-modelli di tali componenti. A tavola. 17, a titolo di esempio, mostra un modello macro del transistor a microonde NE68135 della CEL, valido fino ad una frequenza di circa 5 GHz.

Letteratura

1. Semiconduttori: diodi. Directory. ed. N. N. Goryunova. - M.: Energoatomizdat, 1985.
2. Semiconduttori: Transistor di media e alta potenza. Direttorio. ed. AV Golomedova. - M.: Radio e comunicazione, 1989.
3. Ignatov A. N. Transistor ad effetto di campo e loro applicazione. - M.: Radio e comunicazione, 1984.
4. Lobachev LN Transistori ad effetto di campo. - M.: Radio e comunicazione, 1984.

Autore: O. Petrakov, Mosca

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