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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Formazione di uno sfasamento di un segnale periodico. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Progettista radioamatore A volte, quando si progettano dispositivi radioelettronici, diventa necessario generare sfasamenti temporali e di fase di segnali periodici pulsati. Lo spostamento temporale è abbastanza semplice da ottenere (utilizzando un multivibratore di standby, un circuito differenziatore o una linea di ritardo). La situazione è più complicata con lo sfasamento, poiché in questo caso il tempo di ritardo è una funzione inversa della frequenza di ingresso. L'autore dell'articolo parla delle difficoltà che sorgono qui, dei modi per superarle e fornisce esempi pratici sull'utilizzo dei risultati del suo lavoro. Per formare uno sfasamento, viene spesso utilizzato il metodo digitale, ma presenta svantaggi quali la complessità della commutazione, l'uso di un generatore ausiliario, la regolazione graduale e un gran numero di elementi elettronici richiesti [1]. Altri metodi per generare uno sfasamento non sono sufficientemente trattati nella letteratura radioamatoriale. Spesso, invece di un ritardo di fase, viene utilizzato un ritardo temporale con correzione della frequenza, e ciò porta a una significativa non linearità delle caratteristiche di fase-frequenza o ad un restringimento della banda di frequenza operativa dei dispositivi. Nel frattempo, i circuiti analogico-digitali rendono possibile con mezzi semplici ottenere parametri di sfasamento accettabili in un ampio intervallo di frequenze. L'unità di fase portata all'attenzione dei lettori (Fig. 1, a) è realizzata su un trigger D o RS e non richiede l'uso di generatori ausiliari. Elimina i principali problemi legati all'ottenimento di uno sfasamento rispetto a una delle cadute della sequenza di impulsi in un ampio intervallo di frequenze. Per oscillazioni positive, gli ingressi C o R del trigger DD1 possono essere utilizzati indipendentemente (applicando un segnale di qualsiasi ciclo di lavoro all'ingresso C e brevi impulsi all'ingresso R attraverso un circuito differenziatore). Se si inverte il segnale di ingresso è possibile implementare uno sfasamento per i fronti negativi.
Con un differenziale positivo sull'ingresso C o R, il trigger DD1 passa allo stato zero e il condensatore di integrazione C2 inizia a caricarsi linearmente attraverso l'uscita inversa del trigger dal generatore di corrente G1. Non appena la tensione sull'ingresso S raggiunge la soglia (per la logica CMOS la tensione di soglia Uthr è approssimativamente uguale a Upit/2), il trigger passa allo stato singolo e prima che arrivi la successiva caduta positiva, il condensatore C2 verrà scaricato attraverso l'uscita inversa del trigger dal generatore di corrente G2. La profondità di scarica, e quindi il successivo tempo di carica, che determina la durata dell'impulso in uscita, è direttamente proporzionale alla corrente I2 e inversamente proporzionale alla frequenza. Dalla somiglianza delle curve di ricarica del condensatore C2 (grafico UC2 in Fig. 1, b) è chiaro che lo spostamento degli impulsi di uscita Uout, espresso in unità angolari (fase), non dipende dalla frequenza di ingresso, ma da il rapporto tra i valori attuali I1 e I2. La fase di uscita può essere regolata modificando la corrente di uno dei generatori, garantendo che sia soddisfatta la condizione I1>I2. In questo caso, l'angolo minimo sarà sempre maggiore di zero, poiché il condensatore C2 non può essere caricato istantaneamente, e l'angolo massimo sarà leggermente inferiore a 180 gradi. (in prossimità di questo valore il nodo entra in modalità oscillatoria). Lo sfasamento specificato è stabile entro l'intervallo di frequenza operativa e con un brusco cambiamento di frequenza viene ripristinato dopo un processo transitorio a breve termine. All'aumentare della frequenza del segnale di ingresso, l'ampiezza della componente variabile sul condensatore C2 diminuisce e, a partire da un certo punto, il trigger non commuterà più sull'ingresso S, il che è un fattore limitante. L'uso del timer integrato KR1006VI1, che dispone di comparatori di ingresso sensibili agli ingressi del trigger interno, espande la gamma di frequenza di oltre dieci volte e consente, nella maggior parte dei casi, di sostituire i generatori di corrente con resistori, modificando la cui resistenza è possibile regolare lo sfasamento generato dal dispositivo (Fig. 2).
I parametri principali di questo nodo sono i seguenti: i limiti del controllo di fase regolare -
intervallo di frequenza - i limiti di variazione della frequenza di ingresso ai quali una data fase rimane invariata - più di dieci ottave o tre decadi, la frequenza più bassa è inversamente proporzionale alla capacità del condensatore C2 e può raggiungere i decimi e i centesimi di hertz, l'intervallo frequenza superiore - fino a centinaia di kilohertz, come per i normali rilassanti. Per selezionare il rapporto tra i valori del resistore per un dato sfasamento (vedere Fig. 1), è possibile utilizzare la formula:
dove K=Upit/Upor (per la logica CMOS K=2), e per determinare lo sfasamento dal rapporto noto tra il valore della resistenza del resistore e la tensione di soglia dell'ingresso S del trigger - la formula:
La frequenza di ingresso più bassa è approssimativamente stimata dall'espressione:
Il calcolo del nodo di fase sul timer KR1006VI1 presenta alcune differenze dovute al fatto che il condensatore C2 viene caricato attraverso i resistori R2 e R3 collegati in serie, scaricato attraverso il resistore R2 e l'ingresso S qui è invertito. Il grafico della tensione sul condensatore in questo caso sarà inverso rispetto al grafico UC2 in Fig. 1, b. Pertanto il valore della tensione di soglia deve essere conteggiato non dal filo comune, ma dalla tensione di alimentazione. Nel caso in esame Upor=2Upit/3, cioè K=1,5. In questo caso, la formula (2) sarà simile a:
La resistenza del resistore R2 nella maggior parte dei casi può essere considerata pari a 100 kOhm. Se l'angolo deve essere calcolato in gradi, in tutte le formule il numero pi viene sostituito con 180 gradi. L'utilizzo dell'unità di fase descritta (Fig. 2) consente di realizzare dispositivi con costi minimi difficilmente realizzabili in altri modi. Quindi, ad esempio, nella Fig. 3a mostra un circuito di un duplicatore di frequenza per un segnale con un duty cycle arbitrario, che fornisce in uscita un segnale ad onda quadra. Nel duplicatore avviene prima uno sfasamento sequenziale fino a 270 gradi. nodi A1-A3, dopo di che i segnali intermedi vengono sommati modulo 2 dall'elemento D1 EXCLUSIVE OR. L'uso dell'elemento EXCLUSIVE OR qui è facoltativo. L'elemento AND-NOT più comune è più che sufficiente. I diagrammi dei segnali rimangono gli stessi. Grafici in Fig. 3b illustrano il funzionamento del dispositivo. Un dispositivo simile, costruito su multivibratori di standby [2], fornisce un risultato simile per una sola frequenza, la cui modifica richiede la regolazione dei valori degli elementi.
Per generare una tensione trifase viene solitamente utilizzata un'unità costituita da un generatore di impulsi rettangolare con frequenza tripla e un divisore di frequenza per 3, che fornisce il corrispondente sfasamento alle uscite. In alcuni casi, può essere più conveniente ottenere una tensione trifase moltiplicando la frequenza utilizzando due sfasatori A1, A2 (Fig. 4), fornendo un ritardo di 120 gradi.
Il terzo ciclo costituisce l'elemento logico D1. Il distributore può essere utilizzato per alimentare motori trifase con velocità del rotore variabile o per controllare un multiplexer a tre canali durante la commutazione dei segnali. La forma degli impulsi in uscita è mostrata in Fig. 4, b. Un altro esempio è un regolatore di fasatura dell'accensione per un motore di automobile dotato di un sistema di accensione a transistor a contatto. Tale regolatore consente di regolare il funzionamento del sistema di generazione della scintilla del motore quando si cambia la sua modalità operativa direttamente dalla cabina [3]. Il dispositivo proposto (Fig. 5a) è costituito da un canale diretto per trasmettere impulsi dai contatti S1 dell'interruttore al sistema di accensione e ritardare gli impulsi ad un dato angolo utilizzando un'unità di fase. Dopo aver sommato le sequenze di impulsi sull'elemento logico D1 AND, otteniamo un segnale di uscita caratterizzato da un momento regolabile di formazione della scintilla e da una durata quasi costante di accumulo di energia nell'avvolgimento primario della bobina di accensione.
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Autore: S. Vychukzhanin, San Pietroburgo
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