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ENCICLOPEDIA DELLA RADIOELETTRONICA ED ELETTRICA Calcolo degli amplificatori a transistor. Enciclopedia dell'elettronica radio e dell'ingegneria elettrica
Enciclopedia della radioelettronica e dell'elettrotecnica / Radioamatore principiante I transistor, non appena sono apparsi, hanno rapidamente guadagnato un posto dominante nella tecnologia degli amplificatori e le ragioni di ciò sono diverse. I transistor non hanno un filamento, il che significa che non richiedono energia per riscaldarlo, funzionano bene a basse tensioni di alimentazione, sono ben compatibili con carichi a bassa impedenza (ad esempio, testine di altoparlanti dinamici), sono durevoli e affidabili. A differenza dei tubi, le caratteristiche dei transistor sono caratterizzate da una notevole non linearità e negli amplificatori deve essere ridotta con misure aggiuntive, ad esempio l'introduzione del feedback negativo (NFB). Soffermiamoci sul calcolo di un amplificatore di potenza in frequenza audio un po' più complesso, ma almeno più comune: UMZCH (Fig. 51). Tutti i transistor utilizzati nell'amplificatore sono in silicio.
Lo stadio di ingresso è assemblato utilizzando i transistor VT1 e VT2 utilizzando un circuito differenziale. Risponde solo alla differenza di tensione applicata agli ingressi non invertenti e invertenti. Questa differenza, a seconda della polarità, chiude un transistor e apre l'altro. Il carico R1 è incluso nel circuito del collettore del transistor VT1, ma parte della sua corrente del collettore è diretta al circuito di base del transistor dello stadio pre-finale VT3, fornendo polarizzazione e fornendogli un segnale. Lo stadio finale è assemblato utilizzando i transistor VT4 e VT5 in un circuito push-pull con transistor collegati in serie. Funzionano in modalità classe AB o anche B a seconda della polarizzazione creata dai diodi VD1 e VD2. L'amplificatore viene caricato sulla testa dinamica BA1, che viene accesa senza condensatore di accoppiamento, poiché in modalità di riposo la tensione all'uscita dell'amplificatore è praticamente zero. L'amplificatore è alimentato da una sorgente bipolare (Fig. 52) con le stesse tensioni di uscita. I circuiti dell'amplificatore e dell'alimentatore sono estremamente semplici, ma tuttavia il design assemblato utilizzandoli è abbastanza funzionale e può fornire buoni parametri.
Ulteriori miglioramenti si riducono all'installazione di generatori di corrente a transistor invece di resistori, stabilizzatori di tensione nell'alimentatore, inclusione di follower di emettitori tra i singoli stadi: le variazioni su questo argomento sono infinite e coloro che sono interessati ai circuiti UMZCH li studieranno da soli, utilizzando altre pubblicazioni. Passeremo al calcolo dello schema più semplice. Un amplificatore (Fig. 51) non è altro che un amplificatore operazionale (amplificatore operazionale) nella sua forma più semplice. Gli amplificatori operazionali presentano una serie di vantaggi che forniscono loro un'applicazione universale e più ampia. L'impedenza di ingresso e il guadagno di un amplificatore operazionale ideale sono infiniti e l'impedenza di uscita è zero. Un amplificatore operazionale ideale risponde solo alla differenza di tensione tra i suoi ingressi. Ciò significa che una variazione simultanea (di modo comune) della tensione sugli ingressi non comporta un segnale di uscita. Il nostro amplificatore operazionale è tutt'altro che ideale: la sua resistenza di ingresso è di decine di kilo-ohm, il suo guadagno è di diverse migliaia e la soppressione della componente di modo comune del segnale di ingresso non supera i 20...40 dB. Tuttavia, si accende e funziona allo stesso modo di un amplificatore operazionale ideale (Fig. 53).
Il segnale di ingresso viene fornito attraverso il condensatore di isolamento C4 all'ingresso non invertente DA1 (ciò che si trova nel triangolo corrisponde al circuito di Fig. 51, ma può anche essere un altro amplificatore operazionale con un'uscita potente, ad esempio K157UD1 , K174UN11, ecc.). Il resistore R4 imposta il potenziale di ingresso su zero. Senza feedback negativo, che riduce il guadagno e allo stesso tempo la distorsione non lineare, oltre ad espandere la banda delle frequenze amplificate, l'amplificatore operazionale non può funzionare. L'OOS viene fornito dall'uscita dell'amplificatore all'ingresso invertente tramite il resistore R6. A corrente continua e frequenze più basse, la catena C5R5 non ha alcun ruolo, quindi la profondità OOS è del 100%. Ciò significa che anche i potenziali sull'uscita e sull'ingresso invertente sono pari a zero. Infatti, la minima deviazione del potenziale di uscita, ad esempio nella direzione positiva, verrà trasmessa all'ingresso invertente attraverso il resistore R6, amplificata e porterà ad una diminuzione del potenziale di uscita, compensando la deviazione iniziale. La situazione è diversa con la corrente alternata 3H: il divisore R6R5 opera nel circuito OOS e solo una parte della tensione di uscita alternata, pari a UoutxR5/(R5 + R6), viene trasmessa all'ingresso invertente. Le tensioni agli ingressi sono quasi uguali (non dimentichiamo che il guadagno dell'amplificatore operazionale è nell'ordine delle migliaia), quindi la formula per il guadagno sarà: K = Uvyx/UBX=1 + R6/R5. La reattanza del condensatore alla frequenza più bassa della banda passante dell'amplificatore fH deve essere inferiore alla resistenza del resistore R5, quindi C5≥ 1/2πfHR5. Per completare il calcolo degli elementi del circuito in Fig. 53, non ci resta che scegliere le resistenze dei resistori R4 e R6. Si consiglia di prenderli uguali, quindi le stesse correnti di ingresso dell'amplificatore operazionale, passando attraverso questi resistori, causeranno le stesse cadute di tensione. La differenza di tensione agli ingressi rimarrà zero. Tuttavia queste cadute di tensione non dovrebbero essere grandi; è ragionevole limitarle a 50...100 mV. Quindi, R4 = R6 = (0,05...0,1 )/iin. Ad esempio, con iin = 1 µA, le resistenze del resistore sono pari a 50... 100 kOhm. Passiamo ora al calcolo degli elementi interni dell'amplificatore operazionale (vedi Fig. 51). La corrente dei transistor di ingresso VT1 e VT2 (è la stessa) lo è i1 = i2 h21e dove h21e è il coefficiente di trasferimento di corrente statico dei transistor di ingresso in un circuito con emettitore comune (se possibile dovrebbe anche essere lo stesso). La corrente totale dei transistor passa attraverso il resistore R2 e la caduta di tensione ai suoi capi dovrebbe essere 0,5 V (tensione di soglia per l'apertura dei transistor) inferiore alla tensione di alimentazione En. Da qui R2 = (En-0,5)/2i1 A h21e = 100 e iin = 1 μA, la corrente di ciascun transistor di ingresso sarà 0,1 mA e la resistenza del resistore R2 a En = 6 V è 27 kOhm. Corrente devo creare una caduta di tensione sul resistore R1 sufficiente ad aprire il transistor VT3, cioè non inferiore a 0,5 V. Pertanto, la resistenza del resistore R1 dovrebbe essere R1 =0,5/i1 Nel nostro esempio R1 = 5 kOhm. Se ne scegli di più, una parte significativa della corrente sarà diretta alla base del transistor dello stadio pre-finale VT3. Questo può essere consentito purché dove i3 è la corrente di collettore del transistor VT3; h21EZ è il suo coefficiente di trasferimento attuale. L'attuale i3 verrà determinato durante ulteriori calcoli. Successivamente, puoi iniziare a calcolare le cascate pre-terminale e finale, ed è meglio iniziare con quest'ultima, poiché la modalità della prima è in gran parte determinata da essa. Qui avrai bisogno delle caratteristiche del collettore dei potenti transistor di uscita, mostrati in Fig. 54 e riportato nei libri di consultazione.
Si presume che i transistor VT4 e VT5 abbiano le stesse caratteristiche, differendo solo nella struttura. Coppie simili di transistor complementari sono prodotte dall'industria (esempi: KT315 e KT361, KT815 e KT814, KT819 e KT818 con indici di lettere diversi). Le caratteristiche mostrano la dipendenza della corrente del collettore dalla tensione istantanea sul collettore a diverse correnti di base. Il grafico mostra l'area delle modalità consentite del circuito del collettore con linee tratteggiate: in alto è limitata dalla corrente massima del collettore, a destra - dalla tensione massima consentita del collettore, nella parte centrale - dalla massima consentita potenza dissipativa del transistor, calcolata come il prodotto della corrente e della tensione del collettore. La linea di carico non dovrebbe oltrepassare i limiti delle modalità consentite da nessuna parte. Come già accennato, i transistor VT4 e VT5 funzionano in una modalità vicina alla classe B. Ciò significa che in assenza di segnale, la tensione sul transistor è uguale a Ep e la corrente è prossima allo zero (il lato destro del linea di carico). Sulla semionda positiva del segnale si apre il transistor superiore del circuito (VT4), sulla semionda negativa quello inferiore (VT5). Poiché i processi sono completamente simmetrici, consideriamo il funzionamento del transistor superiore. Quando si apre, la corrente del collettore aumenta e la tensione collettore-emettitore diminuisce, poiché una semionda positiva di tensione viene rilasciata sul carico - testa BA1. Muovendosi lungo la linea di carico verso sinistra e verso l'alto, utilizzando le caratteristiche del collettore determiniamo ik max e Uk min mostrati in Fig. 54. Se non ci sono caratteristiche, la corrente ik max viene considerata leggermente inferiore alla corrente massima consentita del collettore e Uk min indica la tensione di saturazione collettore-emettitore (caduta di tensione attraverso il transistor quando è completamente aperto). Conoscere gli ultimi due parametri permette di calcolare la potenza erogata dall'amplificatore. In effetti, l'oscillazione (ampiezza) della tensione CA al carico sarà En - Uk min e l'ampiezza corrente - ik max. Il potere sarà P \u2d (En - Uk min) ik max / XNUMX. In pratica, è spesso qui che inizia il calcolo: dopo aver specificato la potenza di uscita, determinano la tensione di alimentazione En e selezionano il tipo di transistor di uscita che forniscono la corrente massima richiesta e corrispondono ai parametri massimi consentiti (Fig. 54). Va inoltre tenuto presente che la tensione del collettore di un transistor chiuso può raggiungere quasi 2En: il valore massimo consentito della tensione collettore-emettitore dei transistor selezionati non deve essere inferiore a 2En. Conoscendo il coefficiente di trasferimento di corrente (in modalità segnale grande) dei transistor di uscita h21e4 e h21e5 (di nuovo, è auspicabile che siano uguali), trova la corrente di base massima ib4 = ik max/h21e4 La corrente di collettore dello stadio prefinale (ricordate che, a differenza dei transistor di uscita, funziona in classe A) dovrebbe essere significativamente maggiore di ib4. Qui si rivelano le carenze dello schema più semplice (vedi Fig. 51). Il fatto è che sulla semionda positiva del segnale il transistor VT3 si apre e la sua corrente crescente apre il transistor di uscita VT4. Questi processi stanno avvenendo abbastanza bene. Ma sulla semionda negativa del segnale, il transistor VT5 deve aprirsi e la sua corrente di base massima è determinata dal resistore R3 e la tensione ai capi di questo resistore al picco della semionda negativa è addirittura inferiore a Uк min! Per questo motivo è necessario impostare un'elevata corrente di collettore dello stadio prefinale i3, 10...20 volte maggiore di ib4, e calcolare la resistenza del resistore R3 utilizzando la formula R3 = En/i3. Naturalmente, questo non è redditizio: è necessario installare un transistor sufficientemente potente nella fase pre-terminale e l'efficienza dell'intero amplificatore viene ridotta. Le seguenti misure correggono la situazione: aumento del coefficiente di trasferimento di corrente dei transistor di uscita (installazione di transistor compositi, due o almeno uno al posto di VT5), utilizzo di un generatore di corrente a transistor invece del resistore R3, accensione di un "amplificatore di tensione". In quest'ultimo caso, il resistore R3 è costituito da due resistori collegati in serie e il loro punto medio è collegato tramite un grande condensatore all'uscita dell'amplificatore. Il feedback positivo locale risultante contribuisce ad una migliore apertura del transistor VT5. L'ultima parte dell'amplificatore che non viene esaminata è il condensatore C1, che corregge la risposta in frequenza nella regione delle frequenze più alte. La sua capacità è solitamente piccola: decine di picofarad. Verrà discusso più dettagliatamente nella sezione successiva. Domanda per autotest. Calcolare l'UMZCH con i seguenti parametri, tensione di ingresso - 0,1 V, tensione di alimentazione - ±6,3 V, resistenza di carico - 4 Ohm, banda di frequenza riproducibile - 50 Hz ... 12,5 kHz. Seleziona il tipo di transistor. Determina la massima potenza in uscita su un'onda sinusoidale. risposta. Cominciamo con quest'ultimo: calcoliamo lo stadio di uscita nella modalità di potenza di uscita massima. Mettendo la tensione residua sul collettore del transistor di uscita aperto Ukm = 0,3 V, otteniamo l'ampiezza della componente di frequenza variabile all'uscita Um = 6 V. Quindi il valore massimo della corrente attraverso il transistor sarà lm= um/RH = 6 V/4 Ohm -= 1,5 A. La potenza in uscita sul segnale sinusoidale sarà P = = UmIm/2 = 4,5 W. Il valore medio della corrente dell'impulso coseno attraverso i transistor di uscita è 0,32 lm (0,32 è il coefficiente zero della scomposizione dell'impulso in componenti armoniche). Quindi l0 = 0,32 lm \u0,5d XNUMX A. Qui dobbiamo aggiungere un'altra corrente di riposo Ipok i transistor di uscita sono circa 0,05 A. Troviamo ora la potenza assorbita dall'amplificatore P0 = 2En(I0 I +pok)= 7W. Come puoi vedere, l'efficienza dell'amplificatore nella modalità di massima potenza sarà solo R/P0 = 4,5 W/7 W = 0,64 o 64%. A potenze inferiori l'efficienza sarà ancora inferiore. Ciascuno dei transistor di uscita dissiperà potenza (P0 - P)/2 = 1,25 W. Una buona scelta di transistor è la coppia complementare KT816, KT817 (con qualsiasi indice di lettera). I loro parametri soddisfano le nostre condizioni con un margine significativo. Il guadagno di tensione degli stadi preliminari dovrebbe essere almeno 6,3 V/0,1 V = 63. Uno stadio a transistor, tenendo conto del carico sulla bassa impedenza di ingresso dei transistor potenti, non fornirà tale guadagno, quindi almeno due stadi sono necessario. Schemi consigliati in Fig. 51-53. Il guadagno in eccesso viene smorzato introducendo OOS (Fig. 53) con un rapporto di resistenza R6/R5 di circa 60...70. Autore: V.Polyakov, Mosca
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